Modifications de l’analyseur scalaire « D6 » JTGP-1033

Cet article va décrire une série de modifications effectuées sur cet analyseur particulièrement populaire chez les hyperistes Français.

Il s’agit d’un analyseur de réseau scalaire (SNA) qui permet de mesurer la réponse (en amplitude) d’un élément en fonction de la fréquence. Contrairement à un analyseur vectoriel (VNA) il ne permet pas de mesurer la phase.

Le principe est simple. l’appareil est doté d’un synthétiseur de fréquence et d’un analyseur de spectre ( ou à minima d’un seul détecteur logarithmique), et l’élément à mesurer (appelé généralement DUT pour « device under test » ) est placé entre les deux. On réalise une série de mesures tout en balayant une intervalle de fréquence et nous obtenons en retour la réponse en fréquence du DUT.

C’est un appareil particulièrement pertinent pour mesurer la réponse d’un filtre (bande passante et pertes d’insertion), la bande passante d’un amplificateur, ou même les caractéristiques d’une antenne si on le couple à un pont de mesure.

Son succès est certainement lié à son faible prix ( environ 46€ port compris) alors qu’il permet de caractériser un élément sur une bande passante allant de 32MHz à 4.4GHz.

On le trouve actuellement ( au 03/04/2019) en vente dans ces boutiques Ali-express

https://fr.aliexpress.com/item/Simple-Spectre-Snalyzer-D6-Auto-suivi-source-T-G-V2-032-Simple-Signal-Source/32995906491.html

https://fr.aliexpress.com/item/Simple-Analyseur-de-Spectre-D6-avec-Suivi-Source-T-G-V2-02-Simple-Signal-Source-RF/32987748050.html

Voila des photographie réalisées en haute résolution (cliquez pour agrandir) du modèle que je possède ( avant modifications).

Vous trouverez ici le Schema de l’analyseur
Attention ! ( suite au commentaire de jeff)
Dans le schéma ce ne sont pas les valeurs des résistances qui sont indiquées mais leur marquage SMD ( ce qui est pour le moins inattendu) , d’ailleurs la plupart sont en marquage 5% sur le schéma mais sont passées en 1% sur les deux analyseurs que j’ai, ce qui brouille les pistes.

La lecture du schéma laisse apparaître certaines interrogations.

Impédance d’entrée

l’auteur à placé une résistance de 51 Ohms en parallèle de l’entrée du mélangeur. Or si on se réfère à une note d’application du constructeur:
http://www.hp.woodshot.com/hprfhelp/4_downld/lit/iclit/ans013.pdf

« .. The RF input port of an IAM-8 mixer is matched on chip to 50 Ω, eliminating the need for any external matching circuitry… ».

C’est pas de chance, car du coup on se retrouve avec une impédance d’entrée de l’ordre de 25 Ohms contre 50 Ohms attendus. Une mesure rapide à l’analyseur d’antenne confirme le diagnostic.

Voila donc un premier problème à régler.

Il y a deux façon d’en venir à bout, soit on élimine cette résistance ( pas facile d’accès car planquée sous un blindage soudé

Soit on compense cette bévue en rajoutant en série ce qu’il manque pour arriver à 50 Ohms, c’est ce que j’ai fait.

J’ai donc construit ce petit adaptateur à visser sur l’entrée de l’analyseur.

24R additional resistor

Alors bien sur certains vont objecter que:
« ça aurait été mieux de carrément la dessouder, car la on perd du gain et puis le mélangeur ne voit pas 50 Ohms sur son entrée ».
C’est vrai.
Je préfère cependant la solution de la résistance série car le mélangeur d’entrée est à faible niveau ( il commence a rentrer sur sa zone de compression pour -10dBm appliqués), il est clairement sous-dimensionné par rapport au niveau du TG ( trace generator) intégré à l’analyseur ( qui lui sort à 0dBm). Si on avais dessoudé le cache et supprimé cette résistance il aurait fallu rajouter un atténuateur d’au moins 10dB pour utiliser cet analyseur dans son domaine de fonctionnement à peu prés linéaire.
Par contre je ne sais pas à quel point le fait que l’entrée du mélangeur ne voit pas 50 Ohms est problématique dans son fonctionnement.

De plus, le niveau maximal admissible avant destruction du mélangeur est de 15dBm ( le vendeur, prudent, fourni d’ailleurs plusieurs mélangeurs en pièce de rechange). Alors rajouter 24 Ohms en série ne peut que prolonger l’espérance de vie de ce composant ( alors que enlever les 51 Ohms en parallèle l’abrège).

En rajoutant cette résistance de 24 Ohms, il suffit ensuite de rajouter un atténuateur de 6dB en sortie du TG pour que l’analyseur soit capable de réaliser des mesures sans se trouver en zone saturée. Nous aurons alors -12dB d’atténuation entre ce qui sort du TG et ce qui rentre dans le mélangeur, le tout avec des impédances d’entrée et de sortie qui restent proches de 50 Ohms sur une large bande.

Nous avons donc gagné au niveau de l’adaptation des ports, nous avons aussi gagné en linéarité ( et donc en précision de mesure) mais nous avons forcement ‘un peu’ perdu en dynamique. Cette perte n’est pas très importante, elle est de moins de 3dB dans les faits, malgré les 12dB d’atténuation sur le signal d’analyse.

Restons dynamiques

La dynamique n’est vraiment pas terrible sur cet analyseur. La faute au mélangeur d’entrée qui commence a saturer (à 1dB de compression) dès qu’il fourni un niveau de -6dBm sur l’IF , et ceci alors qu’il est connecté à un amplificateur logarithmique capable d’avaler plus de 10dBm sans sourciller. On y laisse au moins 16dB de dynamique. Au final elle plafonne à 70dB. Des analyseurs concurrents, comme ceux de BG7TBL utilisent un mélangeur de plus haut niveau et se permettent même d’amplifier entre le mélangeur et l’amplificateur logarithmique. le « D6 » étant construit à l’économie ne possède rien de tel.

The red part of AD8307 dynamic range is unused with original design

Comme cela est visible sur le graphique ci-dessus, nous perdons le bénéfice de la partie rouge dans le range dynamique de l’AD8307.
Mais nous savons aussi qu’un amplificateur logarithmique mesure surtout un potentiel, et dans le cas de l’AD8307 ce potentiel sera appliqué sur une entrée de 1100 Ohms d’impédance alors qu’il sera fourni par le mélangeur sous une impédance de 50 Ohms, nous pouvons donc élever la tension via une adaptation d’impédance ( de 50 Ohms vers 1100 Ohms).

Voyons l’état des lieux:

Original low pass filter

Pour analyser le filtre intégré dans le « D6 » on le passe sous LTSpice (attention le montage est en miroir)

Original « D6 » 120kHzLow pas filter

Le design est pour le moins curieux, ça sent le « copier/coller sans tout comprendre ».
La simulation laisse apparaître plusieurs choses

On a bien un filtre passe bas bien adapté pour filtrer à 120kHz, donc ça fonctionne.
La tension de sortie est inférieure à celle qui rentre !! alors qu’elle aurait du être, dans une adaptation d’impédance idéale de l’ordre de Racine carrée de (1100/50) = 4.7 fois ce qu’elle était en entrée !. Il y a visiblement un problème de conception. L’auteur n’a donc pas mis en oeuvre la possibilité d’élévation de la tension par adaptation d’impédance.

La simulation LTSpice nous apprend aussi que l’impédance présentée en entrée par ce filtre est de l’ordre de 350 Ohms, contre 50 attendus. Or le fabriquant du mélangeur indique bien qu’il faut veiller à montrer une impédance de 50 Ohms en sortie IF pour que le mélangeur fonctionne correctement. On en est loin.

Ou se trouve ce filtre sur le circuit ?


On améliore tout ça..

Le but est de modifier à minima la conception ( idéalement juste remplacer des composants), pour réaliser les deux fonctions recherchées, c’est à dire:

  • L’adaptation d’impédance de 50 Ohms vers 1100 Ohms, avec élévation de tension.
  • Le filtrage passe bas indispensable à cet analyseur.

Pour y parvenir je suis parti sur deux adaptations d’impédances successives, d’abord de 50 vers 200 Ohms et ensuite de 200 Ohms vers 1.1k. J’ai choisis des structures en T, calculées à l’aide de ce site:
https://home.sandiego.edu/~ekim/e194rfs01/jwmatcher/matcher2.html

l’avantage des 2 T successif est qu’ils permettent de garder la topologie du circuit original, et donc de simplement remplacer des composants sans devoir modifier le circuit imprimé.
j’ai ensuite simulé le résultat sur LTSpice et réajusté pour retomber sur des valeurs normalisées.

Enhanced low pass filter

Quelques remarques:

J’ai laissé le condensateur de 100pF qui était sur l’entrée, il ne perturbait que très peu le filtre mais aide certainement à filtrer les produits de mélange à haute fréquence.

J’ai remplacé le condensateur de liaison de 1nF par un modèle de 10nF. Tout simplement car 1nF à 120kHz c’était trop faible, cela dégradait le niveau du signal qui arrivait sur l’amplificateur logarithmique ( de l’ordre de 4.5dB) tout en altérant l’impédance ( il introduisait une partie réactive).

Voila les performances comparées des deux filtres sur une même simulation

Il y a clairement du mieux, à la fois sur l’élévation de tension ( +10dB), mais aussi sur l’atténuation ( plus raide). Il faut aussi noter que le gain augmente sensiblement sur les fréquence plus basses ( il est de +20dB à 10Khz) ce qui est un avantage quand l’appareil est utilisé en analyseur de spectre.

Voila ce que ça donne au niveau temporel à 120kHz.

On se jette maintenant sur le fer à souder..

New filter

La première self à été remplacée par une self de 100µH, les deux condensateurs (de 2.5nF et 680pF) ont été dessoudés et remplacés par des condensateurs de 10nF et 2.2nF.

Vous remarquerez qu’une self de 470µH à pu rester en place. je n’avais que des condensateurs en boitier 1206 sous la main, mais c’est rentré.

et l’autre coté du circuit:

New filter

La qualité de la photo n’est pas terrible ( réalisée rapidement à l’iPhone), mais on voit bien que la résistance de 820 Ohms a été dessoudée, et le condensateur de 1nF remplacé.

Une mesure à l’oscilloscope montre le résultat attendu ( en qualité de filtrage et en niveau)

AD8307 input (front and mixer pushed to saturation level)

Essais comparatifs

A l’utilisation j’ai pu constater une amélioration sensible de la dynamique, mais aussi une nette amélioration du plancher de bruit ( il est descendu de 6 dBm), j’obtient 83dB de dynamique ( jusqu’a 1.2GHz) avec 6dB d’atténuation sur la sortie TG et la résistance de 24 Ohms sur l’entrée ( ce qui correspond a 6dB supplémentaires, donc à un mélangeur qui voit -12dBm sur son entrée).

Cette amélioration du fond de bruit est inattendue, elle est peut être à mettre au crédit de l’améliorations de l’impédance présentée en sortie du mélangeur.

Ces captures ont été effectuées à l’aide du logiciel SNASharp

Ici en analyseur de spectre on peut avoir une idée de l’amélioration apportée, j’ai pris 3 analyseurs et leur ait fait recevoir la bande FM dans des conditions identiques ( bout de fil de 40cm branché).

la courbe verte correspond a l’utilisation d’un analyseur D6 non modifié ( j’en possède deux), la courbe rouge au résultat obtenu avec l’analyseur de spectre de BG7TBL ( simple spectrum 35M-4.4G), et la courbe bleue à l’utilisation du « D6 » modifié.

Donc malgré son mélangeur d’entrée bas de gamme, et son absence d’amplification IF, le D6 modifié arrive à rivaliser avec l’analyseur de spectre de BG7TBL.

Je tiens à remercier l’ensemble des radioamateurs avec qui j’ai pu échanger sur ces analyseurs, je parle de ceux qui fréquentent les listes de diffusions dédiées aux hyperfréquences et à la TV amateur, ainsi que ceux avec qui j’échange sur les forums de radioamateur.org

Je tiens a particulièrement remercier Jose F1FGV avec qui nous échangeons régulièrement sur la mesure en général et sur le D6 en particulier. C’est lui qui a déniché le plan de l’analyseur et a commencé à le décortiquer.

Jose est d’ailleurs en train de travailler sur un firmware alternatif pour cet analyseur à qui on a pas fini d’en faire baver 🙂

David, F4HTQ.

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7 réponses à Modifications de l’analyseur scalaire « D6 » JTGP-1033

  1. Jeff dit :

    Bonjour David et merci pour ce travail intéressant partagé .
    Une question si vous permettez, ne voit on pas plutôt une résistance équivalente de 45 Ω environ sur l’entrée ? ( résistance notée 510 Ω sur sur le plan)
    Salutations,

    Jeff.

    • David Alloza dit :

      Bonjour Jeff,
      J’aurais du le préciser dans l’article (je vais le faire), mais l’auteur du schéma ( qui est certainement celui de l’analyseur) à une façon bien particulière de noter les résistances. Il ne met pas la valeur mais le marquage qui est sur le composant. donc son 510R c’est du 51 * 10^0 soit 51 Ohms. On s’en rend compte par exemple sur la résistance de 820 Ohms qu’il note 821R dans le schéma, valeur qui n’existe pas.
      De plus les mesures ne laissent aucun doute ( car j’ai bien évidemment douté 🙂 ).
      Et pour ne rien arranger, il a laissé sur le schéma des marquages de résistances en 5% alors que sur les versions que j’ai de l’analyseur la plus part sont passées en 1%, ce qui fait que le schéma ne correspond ni aux marquages, ni à la valeur.
      Bonne journée.
      David.

  2. Jean-Luc ruppenthal dit :

    Bonjour, encore bravo David pour votre travail. Je suis vos aventures avec intérêt.
    Oubliez pas la petite case Paypal !
    Cordialement Jean-Luc F1GPA

  3. Robert dit :

    Bonjour David

    Super
    Je viens de faire les modifications décrites ci dessus.
    Cela améliore l’analyseur exactement comme vous l’avez décrit
    Encore merci pour le travail effectuer

    Robert F1OET

  4. F6EHJ dit :

    Bravo David,
    Un excellent article super documenté.
    Une question, l’analyseur « démarre » à 32MHz c’es un peu dommage pour des applications type filtre à quartz par exemple. Peut-on contourner simplement cette contrainte ?
    Je sais que vous avez relever la courbe de réponse de vos filtres..est-ce avec cet analyseur ?
    73
    Gérard
    F6EHJ

    • David Alloza dit :

      Bonjour Gérard,
      Merci d’être passé.
      Non on ne peut pas descendre plus bas, la PLL du synthé de fréquence n’accrochant pas. D’ailleurs même a 32MHz ça ne marche pas très bien. L’auteur de l’analyseur descend à 32MHz mais le contructeur déconseille de descendre sous les 35MHz. Pour mes filtres j’ai utilisé d’autres analyseurs, principalement un NWT70 et aussi un peu un NWT500. Le premier est utilisable de 50kHz à 90MHz et le deuxième de 50kHz à 690MHz. Ils utilisent des structures différentes, un générateur « sinusoidal » coté TG et un simple ampli-log coté mesure ( donc pas de mélangeur). J’envisage de construire un analyseur low cost pour la HF-VHF ( de quelques kHz à 180MHz), il devrait coûter moins de 20€ et offrir une dynamique d’au moins 70dB. J’espère trouver le temps d’ici la fin de l’année 🙂
      Bonne soirée.
      David.

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