Modifications de l’analyseur scalaire « D6 » JTGP-1033

Cet article va décrire une série de modifications effectuées sur cet analyseur particulièrement populaire chez les hyperistes Français.

Il s’agit d’un analyseur de réseau scalaire (SNA) qui permet de mesurer la réponse (en amplitude) d’un élément en fonction de la fréquence. Contrairement à un analyseur vectoriel (VNA) il ne permet pas de mesurer la phase.

Le principe est simple. l’appareil est doté d’un synthétiseur de fréquence et d’un analyseur de spectre ( ou à minima d’un seul détecteur logarithmique), et l’élément à mesurer (appelé généralement DUT pour « device under test » ) est placé entre les deux. On réalise une série de mesures tout en balayant une intervalle de fréquence et nous obtenons en retour la réponse en fréquence du DUT.

C’est un appareil particulièrement pertinent pour mesurer la réponse d’un filtre (bande passante et pertes d’insertion), la bande passante d’un amplificateur, ou même les caractéristiques d’une antenne si on le couple à un pont de mesure.

Son succès est certainement lié à son faible prix ( environ 46€ port compris) alors qu’il permet de caractériser un élément sur une bande passante allant de 32MHz à 4.4GHz.

On le trouve actuellement ( au 03/04/2019) en vente dans ces boutiques Ali-express.

https://fr.aliexpress.com/item/Simple-Spectre-Snalyzer-D6-Auto-suivi-source-T-G-V2-032-Simple-Signal-Source/32995906491.html

https://fr.aliexpress.com/item/Simple-Analyseur-de-Spectre-D6-avec-Suivi-Source-T-G-V2-02-Simple-Signal-Source-RF/32987748050.html

Voila des photographie réalisées en haute résolution (cliquez pour agrandir) du modèle que je possède ( avant modifications).

Vous trouverez ici le Schema de l’analyseur
Attention ! ( suite au commentaire de jeff)
Dans le schéma ce ne sont pas les valeurs des résistances qui sont indiquées mais leur marquage SMD ( ce qui est pour le moins inattendu) , d’ailleurs la plupart sont en marquage 5% sur le schéma mais sont passées en 1% sur les deux analyseurs que j’ai, ce qui brouille les pistes.

La lecture du schéma laisse apparaître certaines interrogations.

Impédance d’entrée

l’auteur à placé une résistance de 51 Ohms en parallèle de l’entrée du mélangeur. Or si on se réfère à une note d’application du constructeur:
http://www.hp.woodshot.com/hprfhelp/4_downld/lit/iclit/ans013.pdf

« .. The RF input port of an IAM-8 mixer is matched on chip to 50 Ω, eliminating the need for any external matching circuitry… ».

C’est pas de chance, car du coup on se retrouve avec une impédance d’entrée de l’ordre de 25 Ohms contre 50 Ohms attendus. Une mesure rapide à l’analyseur d’antenne confirme le diagnostic.

Voila donc un premier problème à régler.

Il y a deux façon d’en venir à bout, soit on élimine cette résistance ( pas facile d’accès car planquée sous un blindage soudé

Soit on compense cette bévue en rajoutant en série ce qu’il manque pour arriver à 50 Ohms, c’est ce que j’ai fait.

J’ai donc construit ce petit adaptateur à visser sur l’entrée de l’analyseur.

24R additional resistor

Alors bien sur certains vont objecter que:
« ça aurait été mieux de carrément la dessouder, car la on perd du gain et puis le mélangeur ne voit pas 50 Ohms sur son entrée ».
C’est vrai.
Je préfère cependant la solution de la résistance série car le mélangeur d’entrée est à faible niveau ( il commence a rentrer sur sa zone de compression pour -10dBm appliqués), il est clairement sous-dimensionné par rapport au niveau du TG ( trace generator) intégré à l’analyseur ( qui lui sort à 0dBm). Si on avais dessoudé le cache et supprimé cette résistance il aurait fallu rajouter un atténuateur d’au moins 10dB pour utiliser cet analyseur dans son domaine de fonctionnement à peu prés linéaire.
Par contre je ne sais pas à quel point le fait que l’entrée du mélangeur ne voit pas 50 Ohms est problématique dans son fonctionnement.

De plus, le niveau maximal admissible avant destruction du mélangeur est de 15dBm ( le vendeur, prudent, fourni d’ailleurs plusieurs mélangeurs en pièce de rechange). Alors rajouter 24 Ohms en série ne peut que prolonger l’espérance de vie de ce composant ( alors que enlever les 51 Ohms en parallèle l’abrège).

En rajoutant cette résistance de 24 Ohms, il suffit ensuite de rajouter un atténuateur de 6dB en sortie du TG pour que l’analyseur soit capable de réaliser des mesures sans se trouver en zone saturée. Nous aurons alors -12dB d’atténuation entre ce qui sort du TG et ce qui rentre dans le mélangeur, le tout avec des impédances d’entrée et de sortie qui restent proches de 50 Ohms sur une large bande.

Correction au 05/05/2019

6dB d’atténuation rajoutés en sortie du TG ne sont pas suffisant pour éviter la zone saturée sur le mélangeur, prévoir au moins 10dB.

Nous avons donc gagné au niveau de l’adaptation des ports, nous avons aussi gagné en linéarité ( et donc en précision de mesure) mais nous avons forcement ‘un peu’ perdu en dynamique. Cette perte n’est pas très importante, elle est de moins de 3dB dans les faits, malgré les 12dB d’atténuation sur le signal d’analyse.

J’ai ensuite finalement remplacé cette solution par une suppression de la résistance de 50Ohms qui était sur l’entrée en dessoudant le blindage, voir ici 

Restons dynamiques

La dynamique n’est vraiment pas terrible sur cet analyseur. La faute au mélangeur d’entrée qui commence a saturer (à 1dB de compression) dès qu’il fourni un niveau de -6dBm sur l’IF , et ceci alors qu’il est connecté à un amplificateur logarithmique capable d’avaler plus de 10dBm sans sourciller. On y laisse au moins 16dB de dynamique. Au final elle plafonne à 70dB. Des analyseurs concurrents, comme ceux de BG7TBL utilisent un mélangeur de plus haut niveau et se permettent même d’amplifier entre le mélangeur et l’amplificateur logarithmique. le « D6 » étant construit à l’économie ne possède rien de tel.

The red part of AD8307 dynamic range is unused with original design

Comme cela est visible sur le graphique ci-dessus, nous perdons le bénéfice de la partie rouge dans le range dynamique de l’AD8307.
Mais nous savons aussi qu’un amplificateur logarithmique mesure surtout un potentiel, et dans le cas de l’AD8307 ce potentiel sera appliqué sur une entrée de 1100 Ohms d’impédance alors qu’il sera fourni par le mélangeur sous une impédance de 50 Ohms, nous pouvons donc élever la tension via une adaptation d’impédance ( de 50 Ohms vers 1100 Ohms).

Voyons l’état des lieux:

Original low pass filter

Pour analyser le filtre intégré dans le « D6 » on le passe sous LTSpice (attention le montage est en miroir)

Original « D6 » 120kHzLow pas filter

Le design est pour le moins curieux, ça sent le « copier/coller sans tout comprendre ».
La simulation laisse apparaître plusieurs choses

On a bien un filtre passe bas bien adapté pour filtrer à 120kHz, donc ça fonctionne.
La tension de sortie est inférieure à celle qui rentre !! alors qu’elle aurait du être, dans une adaptation d’impédance idéale de l’ordre de Racine carrée de (1100/50) = 4.7 fois ce qu’elle était en entrée !. Il y a visiblement un problème de conception. L’auteur n’a donc pas mis en oeuvre la possibilité d’élévation de la tension par adaptation d’impédance.

La simulation LTSpice nous apprend aussi que l’impédance présentée en entrée par ce filtre est de l’ordre de 350 Ohms, contre 50 attendus. Or le fabriquant du mélangeur indique bien qu’il faut veiller à montrer une impédance de 50 Ohms en sortie IF pour que le mélangeur fonctionne correctement. On en est loin.

Ou se trouve ce filtre sur le circuit ?


On améliore tout ça..

Le but est de modifier à minima la conception ( idéalement juste remplacer des composants), pour réaliser les deux fonctions recherchées, c’est à dire:

  • L’adaptation d’impédance de 50 Ohms vers 1100 Ohms, avec élévation de tension.
  • Le filtrage passe bas indispensable à cet analyseur.

Pour y parvenir je suis parti sur deux adaptations d’impédances successives, d’abord de 50 vers 200 Ohms et ensuite de 200 Ohms vers 1.1k. J’ai choisis des structures en T, calculées à l’aide de ce site:
https://home.sandiego.edu/~ekim/e194rfs01/jwmatcher/matcher2.html

l’avantage des 2 T successif est qu’ils permettent de garder la topologie du circuit original, et donc de simplement remplacer des composants sans devoir modifier le circuit imprimé.
j’ai ensuite simulé le résultat sur LTSpice et réajusté pour retomber sur des valeurs normalisées.

Enhanced low pass filter

Quelques remarques:

J’ai laissé le condensateur de 100pF qui était sur l’entrée, il ne perturbait que très peu le filtre mais aide certainement à filtrer les produits de mélange à haute fréquence.

J’ai remplacé le condensateur de liaison de 1nF par un modèle de 10nF. Tout simplement car 1nF à 120kHz c’était trop faible, cela dégradait le niveau du signal qui arrivait sur l’amplificateur logarithmique ( de l’ordre de 4.5dB) tout en altérant l’impédance ( il introduisait une partie réactive).

Voila les performances comparées des deux filtres sur une même simulation

Il y a clairement du mieux, à la fois sur l’élévation de tension ( +10dB), mais aussi sur l’atténuation ( plus raide). Il faut aussi noter que le gain augmente sensiblement sur les fréquence plus basses ( il est de +20dB à 10Khz) ce qui est un avantage quand l’appareil est utilisé en analyseur de spectre.

Voila ce que ça donne au niveau temporel à 120kHz.

On se jette maintenant sur le fer à souder..

New filter

La première self à été remplacée par une self de 100µH, les deux condensateurs (de 2.5nF et 680pF) ont été dessoudés et remplacés par des condensateurs de 10nF et 2.2nF.

Vous remarquerez qu’une self de 470µH à pu rester en place. je n’avais que des condensateurs en boitier 1206 sous la main, mais c’est rentré.

et l’autre coté du circuit:

New filter

La qualité de la photo n’est pas terrible ( réalisée rapidement à l’iPhone), mais on voit bien que la résistance de 820 Ohms a été dessoudée, et le condensateur de 1nF remplacé.

Une mesure à l’oscilloscope montre le résultat attendu ( en qualité de filtrage et en niveau)

AD8307 input (front and mixer pushed to saturation level)

Essais comparatifs

A l’utilisation j’ai pu constater une amélioration sensible de la dynamique, mais aussi une nette amélioration du plancher de bruit ( il est descendu de 6 dBm), j’obtient 83dB de dynamique ( jusqu’a 1.2GHz) avec 6dB d’atténuation sur la sortie TG et la résistance de 24 Ohms sur l’entrée ( ce qui correspond a 6dB supplémentaires, donc à un mélangeur qui voit -12dBm sur son entrée).

Cette amélioration du fond de bruit est inattendue, elle est peut être à mettre au crédit de l’améliorations de l’impédance présentée en sortie du mélangeur.

Ces captures ont été effectuées à l’aide du logiciel SNASharp

Ici en analyseur de spectre on peut avoir une idée de l’amélioration apportée, j’ai pris 3 analyseurs et leur ait fait recevoir la bande FM dans des conditions identiques ( bout de fil de 40cm branché).

la courbe verte correspond a l’utilisation d’un analyseur D6 non modifié ( j’en possède deux), la courbe rouge au résultat obtenu avec l’analyseur de spectre de BG7TBL ( simple spectrum 35M-4.4G), et la courbe bleue à l’utilisation du « D6 » modifié.

Donc malgré son mélangeur d’entrée bas de gamme, et son absence d’amplification IF, le D6 modifié arrive à rivaliser avec l’analyseur de spectre de BG7TBL.

Je tiens à remercier l’ensemble des radioamateurs avec qui j’ai pu échanger sur ces analyseurs, je parle de ceux qui fréquentent les listes de diffusions dédiées aux hyperfréquences et à la TV amateur, ainsi que ceux avec qui j’échange sur les forums de radioamateur.org

Je tiens a particulièrement remercier Jose F1FGV avec qui nous échangeons régulièrement sur la mesure en général et sur le D6 en particulier. C’est lui qui a déniché le plan de l’analyseur et a commencé à le décortiquer.

Jose est d’ailleurs en train de travailler sur un firmware alternatif pour cet analyseur à qui on a pas fini d’en faire baver 🙂

Nouvelles améliorations, le 04/07/2021

Suite à ce commentaire de Aristoteles Brandao Filho, j’ai réalisé que j’avais oublié de changer la valeur de la capacité qui sur l’entrée INM de l’AD8307 (c’est une entrée symétrique découplée des deux coté), elle était donc restée a 1n.
Les deux capacités se retrouvant en série les fréquences basses étaient particulièrement atténuées. En mode SNA ce n’est pas très génant ( la FI étant aux alentours de 120kHz), mais en mode analyseur de spectre cela crée un creux important.
J’ai commencé par remplacer la capacité de 1n qui était sur INM par une capacité de 10n et ça allait déjà beaucoup mieux.
Il restait cependant un plongeon important sur les fréquences les plus basses de la FI (donc proche du centre de la bande de spectre)
J’ai remplacé les deux capacité par des capacités de 100n et la partie ou la niveau chute est devenue bien plus étroite.

Remplacement des condensateurs de découplage par des 100n

Voila le résultat obtenu

Affichage en analyseur de spectre pour plusieurs valeurs de condensateur

Même chose mais avec un zoom un peu plus important.

Sur la version avec les deux condensateurs de 100n, on voit bien l’affaissement de la courbe quand l’adaptation d’impédance ne fonctionne plus ( on perd environ 10dB) et la chute finale (correspondant aux fréquences proches du DC) arrive bien plus tard que avec les autres valeurs de condensateur.

David, F4HTQ.

53 réflexions sur « Modifications de l’analyseur scalaire « D6 » JTGP-1033 »

  1. Bonjour David et merci pour ce travail intéressant partagé .
    Une question si vous permettez, ne voit on pas plutôt une résistance équivalente de 45 Ω environ sur l’entrée ? ( résistance notée 510 Ω sur sur le plan)
    Salutations,

    Jeff.

    • Bonjour Jeff,
      J’aurais du le préciser dans l’article (je vais le faire), mais l’auteur du schéma ( qui est certainement celui de l’analyseur) à une façon bien particulière de noter les résistances. Il ne met pas la valeur mais le marquage qui est sur le composant. donc son 510R c’est du 51 * 10^0 soit 51 Ohms. On s’en rend compte par exemple sur la résistance de 820 Ohms qu’il note 821R dans le schéma, valeur qui n’existe pas.
      De plus les mesures ne laissent aucun doute ( car j’ai bien évidemment douté 🙂 ).
      Et pour ne rien arranger, il a laissé sur le schéma des marquages de résistances en 5% alors que sur les versions que j’ai de l’analyseur la plus part sont passées en 1%, ce qui fait que le schéma ne correspond ni aux marquages, ni à la valeur.
      Bonne journée.
      David.

  2. Bonjour, encore bravo David pour votre travail. Je suis vos aventures avec intérêt.
    Oubliez pas la petite case Paypal !
    Cordialement Jean-Luc F1GPA

  3. Bonjour David

    Super
    Je viens de faire les modifications décrites ci dessus.
    Cela améliore l’analyseur exactement comme vous l’avez décrit
    Encore merci pour le travail effectuer

    Robert F1OET

  4. Bravo David,
    Un excellent article super documenté.
    Une question, l’analyseur « démarre » à 32MHz c’es un peu dommage pour des applications type filtre à quartz par exemple. Peut-on contourner simplement cette contrainte ?
    Je sais que vous avez relever la courbe de réponse de vos filtres..est-ce avec cet analyseur ?
    73
    Gérard
    F6EHJ

    • Bonjour Gérard,
      Merci d’être passé.
      Non on ne peut pas descendre plus bas, la PLL du synthé de fréquence n’accrochant pas. D’ailleurs même a 32MHz ça ne marche pas très bien. L’auteur de l’analyseur descend à 32MHz mais le contructeur déconseille de descendre sous les 35MHz. Pour mes filtres j’ai utilisé d’autres analyseurs, principalement un NWT70 et aussi un peu un NWT500. Le premier est utilisable de 50kHz à 90MHz et le deuxième de 50kHz à 690MHz. Ils utilisent des structures différentes, un générateur « sinusoidal » coté TG et un simple ampli-log coté mesure ( donc pas de mélangeur). J’envisage de construire un analyseur low cost pour la HF-VHF ( de quelques kHz à 180MHz), il devrait coûter moins de 20€ et offrir une dynamique d’au moins 70dB. J’espère trouver le temps d’ici la fin de l’année 🙂
      Bonne soirée.
      David.

  5. Ping : Améliorations sur le « D6 » par Jean Claude F1AIA | Dans mon atelier – David F4HTQ

  6. yop all
    A noter qu’une légère amélioration du bruit intrinsèque peut être constatée si l’on soude la semelle des deux composants principaux (un via de 2,5 mm est prévu sur la face inférieure)

  7. Bonsoir,
    Je découvre votre logiciel ainsi que la carte que je viens de commander.
    Jusqu’à présent j’utilisais un petit analyseur RFexplorer et le générateur du meme constructeur.
    Bravo et merci pour votre travail.
    Cordiale 73
    F1HCN

  8. A l’attention de Jean Jacques F1HUS

    on passe par ici, pour contourner l’anti-spam hystérique de free

    « Bonsoir Jean-Jacques,
    Merci pour votre email.
    Le plus « probable » (et le moins inquiétant) me semble être que la sauvegarde de celui d’origine n’était pas bonne.
    Cela nous est arrivé.
    Pouvez-vous essayer de le reprogrammer avec la version originale qu’a recompilé Jose ?
    https://github.com/joseluu/D6_firmware/releases/tag/0.0

    David.

  9. Hello David,
    Thank you for the usefull 120 KHz filer modification.

    I think about the dynamic range there is a misunderstanding. When you read the data sheet of the AD8307 I came to the following conclusion:

    The next diagram (Figure 9) on the right shows the linear curve Vout versus Input Level (dBm) at various voltages at the Input INT of the Log Amp AD8307.

    Use the lower curve, because Input INT is not connected.

    If you calculate with a slope of 25 mV/dB the output value does not fit. Because of R17 & R16 (48 KOhm) (at D6 – R21 1K + 47K) the slope is changed (see chapter SLOPE AND INTERCEPT ADJUSTMENTS of the data sheet) to about 21 mV/dB. Then it fits, that an input voltage of 2.0 Vpp = 10.0 dBm gives an output voltage of 1.94 V, which gives a Slope value of 1940 mV / (82.9 + 10)dB = 20.9 mV / dB.

    With an open Mixer Input the output voltage of the AD8307 is 0.80 V = -82.9 + 38.3 (800 / 20.9) = -76.6 dBm.

    There is a gap of 76.6 + 71 = 5.6 dB, which is caused by the attenuators (2 x +/- 1.5 dB), cables (3 x 0.8 = 2.4 dB) and DSO tolerance.

    See also: https://www.rudiswiki.de/wiki9/SpectrumAnalyzer_LTDZ#Linearity
    At the top of the web page is a link to the Google Translator.

    73, Rudi

  10. Je viens de mettre en boîte mon D6 non encore modifié et constate un niveau de bruit plus propre permettant de mieux visualiser les signaux faibles en analyseur de spectre.
    A signaler par ailleurs l’absence de tout condo chimique 100uF pourtant présent sur le schéma (3);Cela permettrait de réduire le bruit des régulateurs ainsi que de se protéger des perturbations possible de l’alim USB.
    Je pense aussi qu’il faudrait doubler la capa d’entree de liaison par une 100pf car à plus de 1GHz la 10nf actuelle ne présente plus une impédance capacitive.
    73 f5efd

  11. Dear Niquel,
    You are very right about the capacitic and reactic impedance of the condensors I did put 100 pF paralel on ALL xnF condensors special the ones on the powerlines. Also I made some C’s extra on the power trails. Evenso I changed the sceening a bit and put extra screening on the backside of the board. The result is like a wonder a almost clean trace when input and ouput are not connected.

    I did make some pictures but do not know to put them here. Also excuse for the language I used, hope you understand it.

    Manoes

  12. hola, que tal , querria saber que pasa si pongo un filtro de menor ancho de banda, y-o un ampificador en esta FI para obtener mayor sensiblidad de entrada , gracias

  13. Bonjour David
    merci pour vos explications
    j ai commande hier soir cet analyseur
    j ai essayé de telecharger le logiciel ur le ite de DL4JAL mais le lien et mort
    auriez vous un lien
    73 Didier F5LNH

  14. hola conocen este analizador que al que se le ha implementado pantalla LCD, se podria poner o adaptar al analizador BG7TBL 0 SMA, gracias

    • Lamento no saber esto, tal vez si tiene una buena descripción y / o diagrama con el que pueda ayudarlo.

      ¿Quizás sería mejor no discutir este caso especial en el « blog »? y luego publicar el resultado?

      Manoes

  15. manoes
    could you spend one minute with google translate
    to write your message in French or English
    please be serious !
    francois F1CHF
    manoes
    podrías pasar un minuto con el traductor de google
    escribir tu mensaje en francés o inglés
    por favor se serio!
    francois F1CHF

  16. Good morning Francois, I did allready asked Luis to do the conversation somewhere else and only put the result here! For me English is easier also, but I use sometimes Google translate too. French I can read a bit speak a little the same as for Spanisch German and Italian so……. sorry I mostly do not think about the language I use and I did not know that this blog English and French a kind of obligated is. So again sorry.
    Manoes

  17. Bonsoir David
    je veux faire fonctionner SNASharpavec l analyseur de spectre Simple Lusya D6 sous Windows seven mais j ai probleme de drivers
    pouvez vous m aider
    cordialement
    F5LNH

  18. Bonjour,

    Ne gagnerait-on pas en rajoutant un couple de zéro vers 6-700Khz et 1Mhz en améliorant ainsi sa raideur ? Et pourquois pas couper plus bas ?

    73

    • Bonjour,
      Vous avez raison.
      On pourrais bien évidemment travailler avec d’autres fréquences de FI, ça aiderais par exemple à moins souffrir du bruit d’alimentation. Mais monter plus haut poserais des problèmes en utilisation en analyseur de spectre (mais pas en analyseur scalaire), la LSB et la USB devenant trop écartées.
      Dans tous les cas ces modifications demandent de modifier le décalage de fréquence entre les deux synthétiseurs de fréquence, et donc aussi le code du firmware.
      David.

  19. Bonsoir,

    Il ne sagit pas de monter plus haut mais au contraire de couper plus bas, voire remplacer les filtres LC par des filtres actifs PB Tchebychef avec une coupure très raide par exemple vers 100hz, il faudrait alors ralentir le balayage mais passer à 50 voire 30Khz de fréquence de coupure serait intéressant je crois.

    Charles

  20. Hi David,
    bravo pour le modofiche réalisé, je n’ai eu aucun problème avec ça et ça marche bien. Mais je voulais vous demander si vous aussi, en utilisant uniquement l’analyseur de spectre, voyez une encoche au milieu de la porteuse accordée? Savez-vous ce qui est dû?
    73 I5MZY Max

  21. Bonsoir David,
    Concernant la capa 10nF qui remplace celle de 2.5nF, sur ma carte, cette capa de 2.5nF est en fait constituée de 2 capa en parallèle de 1nF et 1.5nF montées de chaque coté de la carte… il ne faut pas oublier de déssouder les 2.
    PS : J’ai des CMS en 1206… Eh bien… c’est trop gros… il faut du 0805 !
    Olivier.

  22. Hi David.
    I bought newer version – 2.03B2 and this have 2 of 3 your modifications.
    1:Output attenuator is added – 150R-37R5-150R – 6dB
    2:Imput attenuator is added – 300R-18R-300R -3dB

    LPF have only small modification – C21 is not 100pF, is 1nF – for your modification need remove it.

    Last diference is that board have 4 Shield. Now is shielded AD8307. But it is not problem for modification – C29 is removable without remove shield….
    Thanks for your Work, it is perfect!!!

    • Thanks you for your message Tony,
      I’m glad to know that the designer of the D6 has improved it on the same way as described on this blog.
      I had tried to contact him to suggest the changes, but without success.
      Regards,
      David.

    • Regarding the attenuators added, it confirms my own tests that indicate that the input starts to be linear only at -9…-10dB when connected to the local output. Over this levels and the errors are HUGE (you cannot measure anything at -1..-3db). Merci pour les information, Tony

  23. Pardon David, milles excuses pour mon erreur, j’ai pas lu comme il faut… t’as déjà écrit ça plus d’un an avant…
    >>>>>Correction au 05/05/2019
    >>>>>6dB d’atténuation rajoutés en sortie du TG ne sont pas suffisant pour éviter la >>>>>zone saturée sur le mélangeur, prévoir au moins 10dB.
    Je l’avait trouve aussi mais j’ai perdu le temps au lieu de lire tes observations 😛
    SORRY… and thanks for your help

  24. Hello. According to the information https://vma-satellite.blogspot.com/2017/10/some-consideration-about-limitations-of.html 2 problems of the device are outlined. Firstly, a wide IF bandwidth, more precisely, there is no possibility of choosing IF options, so that there is a short IF for a good scanning speed of a wide frequency bandwidth, and a narrow bandwidth for a more detailed scan of a narrow section of the frequency bandwidth. And secondly, a detector with a blind spot in the center, which turns peaks into hats, and the spectrum picture looks like a broken spectrum. I think we definitely need to do something with both points, and I think an excellent device must be improved upon, and I think many users would agree with me. Yes, I understand that another microcode is needed, because synthesizers, in narrowband mode, must step ten times in smaller steps, and be ten times less spaced in frequency. And yes, the filter should be able to be configured into a narrower band with a higher order, for example, for a narrow band mode, it can be assembled on a low noise op amp. Two different detectors suggest themselves, from which signals will go to different inputs of the microcontroller’s ADC. You need to choose a broadband detector without a blind spot, or think about it, maybe everything can be corrected by software. Also, at the input, it would be desirable to have overload protection for the 810 chip, and an attenuator for maximum sensitivity and for self-operation.

  25. Ping : LTDZ 35M-4400M Analyzer | Dans mon atelier – David F4HTQ

  26. Hi.
    Great work.
    Some thoughts.
    2 points actually.
    1- the datasheet for the AD8307 says:
    « Where it is necessary to terminate the source at a low impedance,
    the resistor RT should be added, with allowance for the shunting
    effect of the basic 1.1 kΩ input resistance (RIN) of the AD8307.
    For example, to terminate a 50 Ω source, a 52.3 Ω 1% tolerance
    resistor should be used. This can be placed on the input side or
    the log amp side of the coupling capacitors; in the former case,
    smaller capacitors can be used for a given frequency range; in
    the latter case, the effective RIN is lowered directly at the log
    amp inputs. »

    2- if you change the capacitor in the INP input of the AD8307 you must do the same in the INM input for balance

    I’m still trying to figure out why there is a notch when a signal is detected.
    DC filtering problem?

    • Hi Aristoleles,
      A big thank you for your message.
      About the point 1:
      You are right about how to convert the input impedance to 50 Ohms. This is the best way to do if you need to use the amplifier over a wide frequency range (the low impedance added to the input help to be less dependent on impedance variations of the component input).
      But on a low frequency and in narrow band as here we can make a real impedance adaptation and thus to be able to increase the dynamics on a weak signal.

      2:Good point on point 2, I forgot to make that change. I need to test it.

      « I’m still trying to figure out why there is a notch when a signal is detected.
      DC filtering problem? »

      There are several reasons.
      There is indeed the DC filtering that makes the amplifier not able to measure low frequencies signal, and adding a capacitor on the INM input as you suggest could help reduce this problem.
      But there is also the impedance matching which doesn’t work anymore on the lowest frequencies, we lose about 10dB when we are near to DC.

      Best regards,
      David.

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