Cet article va décrire une série de modifications effectuées sur cet analyseur particulièrement populaire chez les hyperistes Français.
Il s’agit d’un analyseur de réseau scalaire (SNA) qui permet de mesurer la réponse (en amplitude) d’un élément en fonction de la fréquence. Contrairement à un analyseur vectoriel (VNA) il ne permet pas de mesurer la phase.
Le principe est simple. l’appareil est doté d’un synthétiseur de fréquence et d’un analyseur de spectre ( ou à minima d’un seul détecteur logarithmique), et l’élément à mesurer (appelé généralement DUT pour « device under test » ) est placé entre les deux. On réalise une série de mesures tout en balayant une intervalle de fréquence et nous obtenons en retour la réponse en fréquence du DUT.
C’est un appareil particulièrement pertinent pour mesurer la réponse d’un filtre (bande passante et pertes d’insertion), la bande passante d’un amplificateur, ou même les caractéristiques d’une antenne si on le couple à un pont de mesure.
Son succès est certainement lié à son faible prix ( environ 46€ port compris) alors qu’il permet de caractériser un élément sur une bande passante allant de 32MHz à 4.4GHz.
On le trouve actuellement ( au 03/04/2019) en vente dans ces boutiques Ali-express.
https://fr.aliexpress.com/item/Simple-Spectre-Snalyzer-D6-Auto-suivi-source-T-G-V2-032-Simple-Signal-Source/32995906491.html
Voila des photographie réalisées en haute résolution (cliquez pour agrandir) du modèle que je possède ( avant modifications).
Vous trouverez ici le Schema de l’analyseur
Attention ! ( suite au commentaire de jeff)
Dans le schéma ce ne sont pas les valeurs des résistances qui sont indiquées mais leur marquage SMD ( ce qui est pour le moins inattendu) , d’ailleurs la plupart sont en marquage 5% sur le schéma mais sont passées en 1% sur les deux analyseurs que j’ai, ce qui brouille les pistes.
La lecture du schéma laisse apparaître certaines interrogations.
Impédance d’entrée
l’auteur à placé une résistance de 51 Ohms en parallèle de l’entrée du mélangeur. Or si on se réfère à une note d’application du constructeur:
http://www.hp.woodshot.com/hprfhelp/4_downld/lit/iclit/ans013.pdf
« .. The RF input port of an IAM-8 mixer is matched on chip to 50 Ω, eliminating the need for any external matching circuitry… ».
C’est pas de chance, car du coup on se retrouve avec une impédance d’entrée de l’ordre de 25 Ohms contre 50 Ohms attendus. Une mesure rapide à l’analyseur d’antenne confirme le diagnostic.
Voila donc un premier problème à régler.
Il y a deux façon d’en venir à bout, soit on élimine cette résistance ( pas facile d’accès car planquée sous un blindage soudé
Soit on compense cette bévue en rajoutant en série ce qu’il manque pour arriver à 50 Ohms, c’est ce que j’ai fait.
J’ai donc construit ce petit adaptateur à visser sur l’entrée de l’analyseur.
Alors bien sur certains vont objecter que:
« ça aurait été mieux de carrément la dessouder, car la on perd du gain et puis le mélangeur ne voit pas 50 Ohms sur son entrée ».
C’est vrai.
Je préfère cependant la solution de la résistance série car le mélangeur d’entrée est à faible niveau ( il commence a rentrer sur sa zone de compression pour -10dBm appliqués), il est clairement sous-dimensionné par rapport au niveau du TG ( trace generator) intégré à l’analyseur ( qui lui sort à 0dBm). Si on avais dessoudé le cache et supprimé cette résistance il aurait fallu rajouter un atténuateur d’au moins 10dB pour utiliser cet analyseur dans son domaine de fonctionnement à peu prés linéaire.
Par contre je ne sais pas à quel point le fait que l’entrée du mélangeur ne voit pas 50 Ohms est problématique dans son fonctionnement.
De plus, le niveau maximal admissible avant destruction du mélangeur est de 15dBm ( le vendeur, prudent, fourni d’ailleurs plusieurs mélangeurs en pièce de rechange). Alors rajouter 24 Ohms en série ne peut que prolonger l’espérance de vie de ce composant ( alors que enlever les 51 Ohms en parallèle l’abrège).
En rajoutant cette résistance de 24 Ohms, il suffit ensuite de rajouter un atténuateur de 6dB en sortie du TG pour que l’analyseur soit capable de réaliser des mesures sans se trouver en zone saturée. Nous aurons alors -12dB d’atténuation entre ce qui sort du TG et ce qui rentre dans le mélangeur, le tout avec des impédances d’entrée et de sortie qui restent proches de 50 Ohms sur une large bande.
Correction au 05/05/2019
6dB d’atténuation rajoutés en sortie du TG ne sont pas suffisant pour éviter la zone saturée sur le mélangeur, prévoir au moins 10dB.
Nous avons donc gagné au niveau de l’adaptation des ports, nous avons aussi gagné en linéarité ( et donc en précision de mesure) mais nous avons forcement ‘un peu’ perdu en dynamique. Cette perte n’est pas très importante, elle est de moins de 3dB dans les faits, malgré les 12dB d’atténuation sur le signal d’analyse.
J’ai ensuite finalement remplacé cette solution par une suppression de la résistance de 50Ohms qui était sur l’entrée en dessoudant le blindage, voir ici
Restons dynamiques
La dynamique n’est vraiment pas terrible sur cet analyseur. La faute au mélangeur d’entrée qui commence a saturer (à 1dB de compression) dès qu’il fourni un niveau de -6dBm sur l’IF , et ceci alors qu’il est connecté à un amplificateur logarithmique capable d’avaler plus de 10dBm sans sourciller. On y laisse au moins 16dB de dynamique. Au final elle plafonne à 70dB. Des analyseurs concurrents, comme ceux de BG7TBL utilisent un mélangeur de plus haut niveau et se permettent même d’amplifier entre le mélangeur et l’amplificateur logarithmique. le « D6 » étant construit à l’économie ne possède rien de tel.
Comme cela est visible sur le graphique ci-dessus, nous perdons le bénéfice de la partie rouge dans le range dynamique de l’AD8307.
Mais nous savons aussi qu’un amplificateur logarithmique mesure surtout un potentiel, et dans le cas de l’AD8307 ce potentiel sera appliqué sur une entrée de 1100 Ohms d’impédance alors qu’il sera fourni par le mélangeur sous une impédance de 50 Ohms, nous pouvons donc élever la tension via une adaptation d’impédance ( de 50 Ohms vers 1100 Ohms).
Voyons l’état des lieux:
Pour analyser le filtre intégré dans le « D6 » on le passe sous LTSpice (attention le montage est en miroir)
Le design est pour le moins curieux, ça sent le « copier/coller sans tout comprendre ».
La simulation laisse apparaître plusieurs choses
On a bien un filtre passe bas bien adapté pour filtrer à 120kHz, donc ça fonctionne.
La tension de sortie est inférieure à celle qui rentre !! alors qu’elle aurait du être, dans une adaptation d’impédance idéale de l’ordre de Racine carrée de (1100/50) = 4.7 fois ce qu’elle était en entrée !. Il y a visiblement un problème de conception. L’auteur n’a donc pas mis en oeuvre la possibilité d’élévation de la tension par adaptation d’impédance.
La simulation LTSpice nous apprend aussi que l’impédance présentée en entrée par ce filtre est de l’ordre de 350 Ohms, contre 50 attendus. Or le fabriquant du mélangeur indique bien qu’il faut veiller à montrer une impédance de 50 Ohms en sortie IF pour que le mélangeur fonctionne correctement. On en est loin.
Ou se trouve ce filtre sur le circuit ?
On améliore tout ça..
Le but est de modifier à minima la conception ( idéalement juste remplacer des composants), pour réaliser les deux fonctions recherchées, c’est à dire:
- L’adaptation d’impédance de 50 Ohms vers 1100 Ohms, avec élévation de tension.
- Le filtrage passe bas indispensable à cet analyseur.
Pour y parvenir je suis parti sur deux adaptations d’impédances successives, d’abord de 50 vers 200 Ohms et ensuite de 200 Ohms vers 1.1k. J’ai choisis des structures en T, calculées à l’aide de ce site:
https://home.sandiego.edu/~ekim/e194rfs01/jwmatcher/matcher2.html
l’avantage des 2 T successif est qu’ils permettent de garder la topologie du circuit original, et donc de simplement remplacer des composants sans devoir modifier le circuit imprimé.
j’ai ensuite simulé le résultat sur LTSpice et réajusté pour retomber sur des valeurs normalisées.
Quelques remarques:
J’ai laissé le condensateur de 100pF qui était sur l’entrée, il ne perturbait que très peu le filtre mais aide certainement à filtrer les produits de mélange à haute fréquence.
J’ai remplacé le condensateur de liaison de 1nF par un modèle de 10nF. Tout simplement car 1nF à 120kHz c’était trop faible, cela dégradait le niveau du signal qui arrivait sur l’amplificateur logarithmique ( de l’ordre de 4.5dB) tout en altérant l’impédance ( il introduisait une partie réactive).
Voila les performances comparées des deux filtres sur une même simulation
Il y a clairement du mieux, à la fois sur l’élévation de tension ( +10dB), mais aussi sur l’atténuation ( plus raide). Il faut aussi noter que le gain augmente sensiblement sur les fréquence plus basses ( il est de +20dB à 10Khz) ce qui est un avantage quand l’appareil est utilisé en analyseur de spectre.
Voila ce que ça donne au niveau temporel à 120kHz.
On se jette maintenant sur le fer à souder..
La première self à été remplacée par une self de 100µH, les deux condensateurs (de 2.5nF et 680pF) ont été dessoudés et remplacés par des condensateurs de 10nF et 2.2nF.
Vous remarquerez qu’une self de 470µH à pu rester en place. je n’avais que des condensateurs en boitier 1206 sous la main, mais c’est rentré.
et l’autre coté du circuit:
La qualité de la photo n’est pas terrible ( réalisée rapidement à l’iPhone), mais on voit bien que la résistance de 820 Ohms a été dessoudée, et le condensateur de 1nF remplacé.
Une mesure à l’oscilloscope montre le résultat attendu ( en qualité de filtrage et en niveau)
Essais comparatifs
A l’utilisation j’ai pu constater une amélioration sensible de la dynamique, mais aussi une nette amélioration du plancher de bruit ( il est descendu de 6 dBm), j’obtient 83dB de dynamique ( jusqu’a 1.2GHz) avec 6dB d’atténuation sur la sortie TG et la résistance de 24 Ohms sur l’entrée ( ce qui correspond a 6dB supplémentaires, donc à un mélangeur qui voit -12dBm sur son entrée).
Cette amélioration du fond de bruit est inattendue, elle est peut être à mettre au crédit de l’améliorations de l’impédance présentée en sortie du mélangeur.
Ces captures ont été effectuées à l’aide du logiciel SNASharp
Ici en analyseur de spectre on peut avoir une idée de l’amélioration apportée, j’ai pris 3 analyseurs et leur ait fait recevoir la bande FM dans des conditions identiques ( bout de fil de 40cm branché).
la courbe verte correspond a l’utilisation d’un analyseur D6 non modifié ( j’en possède deux), la courbe rouge au résultat obtenu avec l’analyseur de spectre de BG7TBL ( simple spectrum 35M-4.4G), et la courbe bleue à l’utilisation du « D6 » modifié.
Donc malgré son mélangeur d’entrée bas de gamme, et son absence d’amplification IF, le D6 modifié arrive à rivaliser avec l’analyseur de spectre de BG7TBL.
Je tiens à remercier l’ensemble des radioamateurs avec qui j’ai pu échanger sur ces analyseurs, je parle de ceux qui fréquentent les listes de diffusions dédiées aux hyperfréquences et à la TV amateur, ainsi que ceux avec qui j’échange sur les forums de radioamateur.org
Je tiens a particulièrement remercier Jose F1FGV avec qui nous échangeons régulièrement sur la mesure en général et sur le D6 en particulier. C’est lui qui a déniché le plan de l’analyseur et a commencé à le décortiquer.
Jose est d’ailleurs en train de travailler sur un firmware alternatif pour cet analyseur à qui on a pas fini d’en faire baver 🙂
Nouvelles améliorations, le 04/07/2021
Suite à ce commentaire de Aristoteles Brandao Filho, j’ai réalisé que j’avais oublié de changer la valeur de la capacité qui sur l’entrée INM de l’AD8307 (c’est une entrée symétrique découplée des deux coté), elle était donc restée a 1n.
Les deux capacités se retrouvant en série les fréquences basses étaient particulièrement atténuées. En mode SNA ce n’est pas très génant ( la FI étant aux alentours de 120kHz), mais en mode analyseur de spectre cela crée un creux important.
J’ai commencé par remplacer la capacité de 1n qui était sur INM par une capacité de 10n et ça allait déjà beaucoup mieux.
Il restait cependant un plongeon important sur les fréquences les plus basses de la FI (donc proche du centre de la bande de spectre)
J’ai remplacé les deux capacité par des capacités de 100n et la partie ou la niveau chute est devenue bien plus étroite.
Voila le résultat obtenu
Sur la version avec les deux condensateurs de 100n, on voit bien l’affaissement de la courbe quand l’adaptation d’impédance ne fonctionne plus ( on perd environ 10dB) et la chute finale (correspondant aux fréquences proches du DC) arrive bien plus tard que avec les autres valeurs de condensateur.
David, F4HTQ.
Bonjour David et merci pour ce travail intéressant partagé .
Une question si vous permettez, ne voit on pas plutôt une résistance équivalente de 45 Ω environ sur l’entrée ? ( résistance notée 510 Ω sur sur le plan)
Salutations,
Jeff.
Bonjour Jeff,
J’aurais du le préciser dans l’article (je vais le faire), mais l’auteur du schéma ( qui est certainement celui de l’analyseur) à une façon bien particulière de noter les résistances. Il ne met pas la valeur mais le marquage qui est sur le composant. donc son 510R c’est du 51 * 10^0 soit 51 Ohms. On s’en rend compte par exemple sur la résistance de 820 Ohms qu’il note 821R dans le schéma, valeur qui n’existe pas.
De plus les mesures ne laissent aucun doute ( car j’ai bien évidemment douté 🙂 ).
Et pour ne rien arranger, il a laissé sur le schéma des marquages de résistances en 5% alors que sur les versions que j’ai de l’analyseur la plus part sont passées en 1%, ce qui fait que le schéma ne correspond ni aux marquages, ni à la valeur.
Bonne journée.
David.
Merci David, pour cette précision.
Avec le plaisir de lire vos expériences et travaux.
Cordialement,
Jeff.
Bonjour, encore bravo David pour votre travail. Je suis vos aventures avec intérêt.
Oubliez pas la petite case Paypal !
Cordialement Jean-Luc F1GPA
Bonjour David
Super
Je viens de faire les modifications décrites ci dessus.
Cela améliore l’analyseur exactement comme vous l’avez décrit
Encore merci pour le travail effectuer
Robert F1OET
Bravo David,
Un excellent article super documenté.
Une question, l’analyseur « démarre » à 32MHz c’es un peu dommage pour des applications type filtre à quartz par exemple. Peut-on contourner simplement cette contrainte ?
Je sais que vous avez relever la courbe de réponse de vos filtres..est-ce avec cet analyseur ?
73
Gérard
F6EHJ
Bonjour Gérard,
Merci d’être passé.
Non on ne peut pas descendre plus bas, la PLL du synthé de fréquence n’accrochant pas. D’ailleurs même a 32MHz ça ne marche pas très bien. L’auteur de l’analyseur descend à 32MHz mais le contructeur déconseille de descendre sous les 35MHz. Pour mes filtres j’ai utilisé d’autres analyseurs, principalement un NWT70 et aussi un peu un NWT500. Le premier est utilisable de 50kHz à 90MHz et le deuxième de 50kHz à 690MHz. Ils utilisent des structures différentes, un générateur « sinusoidal » coté TG et un simple ampli-log coté mesure ( donc pas de mélangeur). J’envisage de construire un analyseur low cost pour la HF-VHF ( de quelques kHz à 180MHz), il devrait coûter moins de 20€ et offrir une dynamique d’au moins 70dB. J’espère trouver le temps d’ici la fin de l’année 🙂
Bonne soirée.
David.
Ping : Améliorations sur le « D6 » par Jean Claude F1AIA | Dans mon atelier – David F4HTQ
yop all
A noter qu’une légère amélioration du bruit intrinsèque peut être constatée si l’on soude la semelle des deux composants principaux (un via de 2,5 mm est prévu sur la face inférieure)
Bonsoir,
Je découvre votre logiciel ainsi que la carte que je viens de commander.
Jusqu’à présent j’utilisais un petit analyseur RFexplorer et le générateur du meme constructeur.
Bravo et merci pour votre travail.
Cordiale 73
F1HCN
A l’attention de Jean Jacques F1HUS
on passe par ici, pour contourner l’anti-spam hystérique de free
« Bonsoir Jean-Jacques,
Merci pour votre email.
Le plus « probable » (et le moins inquiétant) me semble être que la sauvegarde de celui d’origine n’était pas bonne.
Cela nous est arrivé.
Pouvez-vous essayer de le reprogrammer avec la version originale qu’a recompilé Jose ?
https://github.com/joseluu/D6_firmware/releases/tag/0.0
David.
Hello David,
Thank you for the usefull 120 KHz filer modification.
I think about the dynamic range there is a misunderstanding. When you read the data sheet of the AD8307 I came to the following conclusion:
The next diagram (Figure 9) on the right shows the linear curve Vout versus Input Level (dBm) at various voltages at the Input INT of the Log Amp AD8307.
Use the lower curve, because Input INT is not connected.
If you calculate with a slope of 25 mV/dB the output value does not fit. Because of R17 & R16 (48 KOhm) (at D6 – R21 1K + 47K) the slope is changed (see chapter SLOPE AND INTERCEPT ADJUSTMENTS of the data sheet) to about 21 mV/dB. Then it fits, that an input voltage of 2.0 Vpp = 10.0 dBm gives an output voltage of 1.94 V, which gives a Slope value of 1940 mV / (82.9 + 10)dB = 20.9 mV / dB.
With an open Mixer Input the output voltage of the AD8307 is 0.80 V = -82.9 + 38.3 (800 / 20.9) = -76.6 dBm.
There is a gap of 76.6 + 71 = 5.6 dB, which is caused by the attenuators (2 x +/- 1.5 dB), cables (3 x 0.8 = 2.4 dB) and DSO tolerance.
See also: https://www.rudiswiki.de/wiki9/SpectrumAnalyzer_LTDZ#Linearity
At the top of the web page is a link to the Google Translator.
73, Rudi
Thank you for your contribution Rudy ,
And thank you again for quoting this article in your blog.
I look about your remarks in the coming days.
David, F4HTQ.
yes super article ..
the item number is 1497170 not 149717 (keyboard error !)
https://www.banggood.com/RF-SWR-Bridge-0_1-3000MHz-Return-Loss-Bridge-Reflection-Bridge-Antenna-Analyzer-VHF-VSWR-Return-Loss-p-1497170.html?rmmds=search&cur_warehouse=CN
thanks
Francois F1CHF
je me répond a moi même
a 7,44 euros sur EBAY
item 192863371229
a+
@F1CHF
Thank you, I have it corrected.
Rudolf DL5FA
Je viens de mettre en boîte mon D6 non encore modifié et constate un niveau de bruit plus propre permettant de mieux visualiser les signaux faibles en analyseur de spectre.
A signaler par ailleurs l’absence de tout condo chimique 100uF pourtant présent sur le schéma (3);Cela permettrait de réduire le bruit des régulateurs ainsi que de se protéger des perturbations possible de l’alim USB.
Je pense aussi qu’il faudrait doubler la capa d’entree de liaison par une 100pf car à plus de 1GHz la 10nf actuelle ne présente plus une impédance capacitive.
73 f5efd
Dear Niquel,
You are very right about the capacitic and reactic impedance of the condensors I did put 100 pF paralel on ALL xnF condensors special the ones on the powerlines. Also I made some C’s extra on the power trails. Evenso I changed the sceening a bit and put extra screening on the backside of the board. The result is like a wonder a almost clean trace when input and ouput are not connected.
I did make some pictures but do not know to put them here. Also excuse for the language I used, hope you understand it.
Manoes
hola, que tal , querria saber que pasa si pongo un filtro de menor ancho de banda, y-o un ampificador en esta FI para obtener mayor sensiblidad de entrada , gracias
amulador : amplificador
y si ponemos un filtro de 120 khz alto Q externo amplificado, que pasaria ? obtendriamos myor sensisibilidad de entrada ?
Bonjour,
Je vous répond en Français.
Avec la modification que j’ai décrit a propos du filtre, on gagne déjà beaucoup en dynamique. Rajouter un amplificateur entre le mélangeur et le AD8307 ne ferait gagner de 5dB de plus, je pense que ça n’en vaut pas la peine.
Par contre vous pouvez changer de mélangeur pour supporter plus de niveau, par exemple en utilisant un iam81008
http://www.hp.woodshot.com/hprfhelp/4_downld/products/rfics/iam81008.pdf
Il faudra changer le booster de tension pour alimenter ce mélangeur en 9V afin d’avoir une bonne dynamique.
Avec ces modifications ( modification du filtre + nouveau mélangeur) vous pouvez espérer 90dB de dynamique.
David.
hola, gracias por contestar mi inquietud, aparte de las reformas voy a probar un amplificador banda ancha a la entrada para ver si obtengo mas sensisbilidad, hasta que consiga el mezclador que me dices, muy buen software, muy completo, lo voy a probar, saludos
Hola Luis, ¿qué mezclador estás usando ahora? ¿O quizás mejor qué versión del analizador tiene?
Manoes
hola estoy usando VMA spectrum analyzer. https://vma-satellite.blogspot.com/2016/12/vma-simple-spectrum-analyser-download.html
hola hice la reforma del filtro, funcionando como analizador de espectro, el ruido esta en -80 db, bajo 20 db , con una antena exterior recepciono muchas emosoras de fm ,vhf y uhf, anda de maravillas, gracias
Bonjour David
merci pour vos explications
j ai commande hier soir cet analyseur
j ai essayé de telecharger le logiciel ur le ite de DL4JAL mais le lien et mort
auriez vous un lien
73 Didier F5LNH
Bonsoir Didier,
J’ai gardé des backups juste avant qu’il les suppriment de son site, ils sont la : http://david.alloza.eu/storage/DL4JAL_backup/
Mais je vous conseille plutôt d’essayer SNASharp.
voir ici : http://alloza.eu/david/WordPress3/?p=899
David.
Bonjour David, merci infiniment pour les backups! Je crois que t’es le seul qui a la version 4.11.09 sur internet 🙂 parce que je viens de passer 3h en le cherchant sur google. J’utilise SNASharp aussi… mais je n’aime pas beaucoup le gain dynamique qu’on peux pas désactiver.
hola conocen este analizador que al que se le ha implementado pantalla LCD, se podria poner o adaptar al analizador BG7TBL 0 SMA, gracias
https://www.youtube.com/watch?v=QJuYWcAxUqI
Lamento no saber esto, tal vez si tiene una buena descripción y / o diagrama con el que pueda ayudarlo.
¿Quizás sería mejor no discutir este caso especial en el « blog »? y luego publicar el resultado?
Manoes
manoes
could you spend one minute with google translate
to write your message in French or English
please be serious !
francois F1CHF
manoes
podrías pasar un minuto con el traductor de google
escribir tu mensaje en francés o inglés
por favor se serio!
francois F1CHF
Good morning Francois, I did allready asked Luis to do the conversation somewhere else and only put the result here! For me English is easier also, but I use sometimes Google translate too. French I can read a bit speak a little the same as for Spanisch German and Italian so……. sorry I mostly do not think about the language I use and I did not know that this blog English and French a kind of obligated is. So again sorry.
Manoes
Bonsoir David
je veux faire fonctionner SNASharpavec l analyseur de spectre Simple Lusya D6 sous Windows seven mais j ai probleme de drivers
pouvez vous m aider
cordialement
F5LNH
Bonjour Didier,
Le plus probable me semble être que vous n’avez jamais installé de driver pour le chipset « Chinois » CH340G, c’est le chipset d’émulation UART <-> USB qui est utilisé par le D6.
On y pense pas souvent car tous ceux qui ont fait de l’arduino avec des arduino Chinois ont déjà du installer ce driver.
on trouve plusieurs endroits pour l’installer en cherchant avec google.
par exemple ici : https://telechargerlespilotes.fr/drivers-pour-clone-darduino-uno-atmega328p-ch340g/
David.
N’hésitez pas à repasser pour indiquer si c’était ou pas la solution à votre problème. ça aidera certainement d’autres personnes.
David.
Bonjour,
Ne gagnerait-on pas en rajoutant un couple de zéro vers 6-700Khz et 1Mhz en améliorant ainsi sa raideur ? Et pourquois pas couper plus bas ?
73
Bonjour,
Vous avez raison.
On pourrais bien évidemment travailler avec d’autres fréquences de FI, ça aiderais par exemple à moins souffrir du bruit d’alimentation. Mais monter plus haut poserais des problèmes en utilisation en analyseur de spectre (mais pas en analyseur scalaire), la LSB et la USB devenant trop écartées.
Dans tous les cas ces modifications demandent de modifier le décalage de fréquence entre les deux synthétiseurs de fréquence, et donc aussi le code du firmware.
David.
Bonsoir,
Il ne sagit pas de monter plus haut mais au contraire de couper plus bas, voire remplacer les filtres LC par des filtres actifs PB Tchebychef avec une coupure très raide par exemple vers 100hz, il faudrait alors ralentir le balayage mais passer à 50 voire 30Khz de fréquence de coupure serait intéressant je crois.
Charles
Hi David,
bravo pour le modofiche réalisé, je n’ai eu aucun problème avec ça et ça marche bien. Mais je voulais vous demander si vous aussi, en utilisant uniquement l’analyseur de spectre, voyez une encoche au milieu de la porteuse accordée? Savez-vous ce qui est dû?
73 I5MZY Max
Bonjour Max,
Vous pouvez poster une capture d’écran de ce que vous avez ?
Je ferais un test identique de mon coté pour comparer.
David.
Hey, maybe you find the anser here:
https://vma-satellite.blogspot.com/2017/10/some-consideration-about-limitations-of.html
Bonsoir David,
Concernant la capa 10nF qui remplace celle de 2.5nF, sur ma carte, cette capa de 2.5nF est en fait constituée de 2 capa en parallèle de 1nF et 1.5nF montées de chaque coté de la carte… il ne faut pas oublier de déssouder les 2.
PS : J’ai des CMS en 1206… Eh bien… c’est trop gros… il faut du 0805 !
Olivier.
Hi David.
I bought newer version – 2.03B2 and this have 2 of 3 your modifications.
1:Output attenuator is added – 150R-37R5-150R – 6dB
2:Imput attenuator is added – 300R-18R-300R -3dB
LPF have only small modification – C21 is not 100pF, is 1nF – for your modification need remove it.
Last diference is that board have 4 Shield. Now is shielded AD8307. But it is not problem for modification – C29 is removable without remove shield….
Thanks for your Work, it is perfect!!!
Thanks you for your message Tony,
I’m glad to know that the designer of the D6 has improved it on the same way as described on this blog.
I had tried to contact him to suggest the changes, but without success.
Regards,
David.
Regarding the attenuators added, it confirms my own tests that indicate that the input starts to be linear only at -9…-10dB when connected to the local output. Over this levels and the errors are HUGE (you cannot measure anything at -1..-3db). Merci pour les information, Tony
Pardon David, milles excuses pour mon erreur, j’ai pas lu comme il faut… t’as déjà écrit ça plus d’un an avant…
>>>>>Correction au 05/05/2019
>>>>>6dB d’atténuation rajoutés en sortie du TG ne sont pas suffisant pour éviter la >>>>>zone saturée sur le mélangeur, prévoir au moins 10dB.
Je l’avait trouve aussi mais j’ai perdu le temps au lieu de lire tes observations 😛
SORRY… and thanks for your help
Hello. According to the information https://vma-satellite.blogspot.com/2017/10/some-consideration-about-limitations-of.html 2 problems of the device are outlined. Firstly, a wide IF bandwidth, more precisely, there is no possibility of choosing IF options, so that there is a short IF for a good scanning speed of a wide frequency bandwidth, and a narrow bandwidth for a more detailed scan of a narrow section of the frequency bandwidth. And secondly, a detector with a blind spot in the center, which turns peaks into hats, and the spectrum picture looks like a broken spectrum. I think we definitely need to do something with both points, and I think an excellent device must be improved upon, and I think many users would agree with me. Yes, I understand that another microcode is needed, because synthesizers, in narrowband mode, must step ten times in smaller steps, and be ten times less spaced in frequency. And yes, the filter should be able to be configured into a narrower band with a higher order, for example, for a narrow band mode, it can be assembled on a low noise op amp. Two different detectors suggest themselves, from which signals will go to different inputs of the microcontroller’s ADC. You need to choose a broadband detector without a blind spot, or think about it, maybe everything can be corrected by software. Also, at the input, it would be desirable to have overload protection for the 810 chip, and an attenuator for maximum sensitivity and for self-operation.
Ping : LTDZ 35M-4400M Analyzer | Dans mon atelier – David F4HTQ
Hi.
Great work.
Some thoughts.
2 points actually.
1- the datasheet for the AD8307 says:
« Where it is necessary to terminate the source at a low impedance,
the resistor RT should be added, with allowance for the shunting
effect of the basic 1.1 kΩ input resistance (RIN) of the AD8307.
For example, to terminate a 50 Ω source, a 52.3 Ω 1% tolerance
resistor should be used. This can be placed on the input side or
the log amp side of the coupling capacitors; in the former case,
smaller capacitors can be used for a given frequency range; in
the latter case, the effective RIN is lowered directly at the log
amp inputs. »
2- if you change the capacitor in the INP input of the AD8307 you must do the same in the INM input for balance
I’m still trying to figure out why there is a notch when a signal is detected.
DC filtering problem?
Hi Aristoleles,
A big thank you for your message.
About the point 1:
You are right about how to convert the input impedance to 50 Ohms. This is the best way to do if you need to use the amplifier over a wide frequency range (the low impedance added to the input help to be less dependent on impedance variations of the component input).
But on a low frequency and in narrow band as here we can make a real impedance adaptation and thus to be able to increase the dynamics on a weak signal.
2:Good point on point 2, I forgot to make that change. I need to test it.
« I’m still trying to figure out why there is a notch when a signal is detected.
DC filtering problem? »
There are several reasons.
There is indeed the DC filtering that makes the amplifier not able to measure low frequencies signal, and adding a capacitor on the INM input as you suggest could help reduce this problem.
But there is also the impedance matching which doesn’t work anymore on the lowest frequencies, we lose about 10dB when we are near to DC.
Best regards,
David.
I juste update the article to take account of your remarks.
Hello Again,
Thank you for updating the article.
I was reading the ad8307 datasheet and
I think that the DC notch can be eliminated by working on the OFFSET INTERFACE associated with Pin 3.
« If true dc coupling is needed, down to very small inputs, this automatic loop must be disabled and the residual offset eliminated using a manual adjustment. »
I just don´t know how to manual adjust it. A calibration made using a voltage divider?