Manoes, a reader of this blog, have send to me a description of a set of modifications for the « D6 » analyzer (My words remains in italics).
Mod’s I made.
I did put a lot of C’s 100pf on existing and newly made places on the powerline traces. I also did try one on the input C it did not have effect that I expected but…… my measurement could be false, maybe someone can do it again. Upside
Upside of the board; maybe I forgot some C’s to mention but better one to much then one forgotten
Underside of the board a lot of them, the places are experimental found…..
Just try and error with a non-conductive plier!!
Also I made some new screening on the upside and underside of the board.
I did change the SMA connectors for a wider type witch has nuts on the outside.
Before I put the whole board inside the cabinet I glued some conductive foam on the board it did give a bit better result.
All the measurements are made with input and output closed with 50 Ohm the last picture is input and output connected with a short SMA cable.
New screening under Changed screening upside and new SMA connectors Changed connectors Yellow before mod’s, green after mods without casing and no foam. Yellow before mod’s, green after mod’s board inside casing, new SMA and conductive foam. Trace in/ out connected with mod’s : -3 dB input and -6 dB output and changed 120 kHz. Filter
All the measurements are made with the above mods. Terrible enough my spectrumanalyser is broken during the measurements so I can not produce better pictures as above ones. I do hope to repair the old boy when I have the time to live and fun to do it. (High tension unit defect, transformer into smoke so I have to made a new one by hand . Software VMA of our friend Vitor Martins Augusto. Grtz, Manoes
For several months i don’t understand why the frequency response curve of this analyzer deteriorated when we exceeded 3GHz. By drastically reducing this problem Manoes give me an answer. I will add an option on SNASharp to be able to trace the frequency response of an analyzer by disabling the calibration, this can help to understand how a hardware modification work. David.
On voit que l’atténuateur en PI est constitué d’une résistance série de 39 Ohms et de deux résistances de 150 Ohms qui partent à la masse.
Pour placer la résistance de 39 Ohms Jean Claude a du (en plus du démontage du capot de blindage qui masque la sortie) couper la piste placée entre le condensateur de découplage de sortie et la prise SMA.
Et 3db d’atténuation sur l’entrée
3dB attenuator on D6 entry
Ici, le blindage a aussi du être dessoudé, mais aucune piste n’a eu besoin d’être coupée. On s’en sort en soudant une résistance entre les deux broches de la SMA et en réutilisant les emplacements disponibles.
Les valeurs des résistances de cet atténuateur en PI sont de 18 Ohms pour la résistance série et 300 Ohms pour celles qui repartent à la masse.
A noter que l’entrée présente maintenant 50 Ohms d’impédance, ce qui n’était pas le cas du montage initial ou elle était de 25 Ohms. Cette modification d’entrée peut donc remplacer celle que j’avais détaillée dans cet article.
Pour ceux qui voudraient opter pour des valeurs d’atténuateurs différentes, je vous conseille ce calculateur en ligne.
Voila les mesures de S11 aprés les modifications réalisées par Jean Claude
Sur la sortie (TG)
Return loss on TG port after F1AIA upgrade
Donc avec -25.82dB de return loss à 1296MHz la sortie de l’analyseur est maintenant bien adaptée sur 50 Ohms en large bande.
Sur l’entrée
Return loss on Mixer port after F1AIA upgrade
Jean claude a aussi réalisé les modifications du filtre FI décrites dans le précédent article.
Voila quelques mesures réalisées avec l’ensemble des modifications
1.7GHz filter, before and after F1AIA upgrade
For comparison the same filter on Wiltron scalar analyzerAnother filter test
Conclusion..
Nous avons donc une modification qui atténue de 9dB en tout ( 6dB sur la sortie et 3dB sur l’entrée), et qui ramène l’entrée sur 50 Ohms.
Une dynamique de 85dB est préservée.
Sur les fréquences ou l’analyseur présente le gain le plus élevé ( aux alentours de 2Ghz) cette atténuation n’est pas suffisante pour assurer des mesures correctes, elle place l’analyseur au delà de la zone linéaire du mélangeur. Mais sur les fréquences les plus élevées ( 4GHz) elle est suffisante. Aussi il est préférable de ne pas atténuer de plus de 9dB sur la platine elle même afin de ne pas trop dégrader le range dynamique de l’analyseur sur les fréquences élevées, et de se garder la possibilité de rajouter un atténuateur externe de 6dB à 10dB si on a besoin de faire une mesure dans la zone des 2GHZ. Si on double l’atténuation ( donc 6dB de plus sur la sortie et 3dB de plus sur l’entrée) on se retrouve en zone linéaire. Je préfère cependant le faire en rajoutant des atténuateurs externes, pour deux raisons.
La première est que si on effectue des mesures avec un pont RF ou un coupleur directif, le signal renvoyé sur l’analyseur peut être fortement atténué, dans ce cas la on peut se passer des atténuateurs externes et conserver une bonne dynamique.
La deuxième est qu’il sera « bientôt » possible de diminuer le niveau du TG par code, et donc de baisser le niveau aussi loin que nécessaire pour assurer la linéarité des mesures. On pourrais même imaginer une atténuation différente selon la fréquence de la mesure.
David, F4HTQ.
L’ensemble des images ont été fournies par Jean Claude F1AIA.
Cet article va décrire une série de modifications effectuées sur cet analyseur particulièrement populaire chez les hyperistes Français.
Il s’agit d’un analyseur de réseau scalaire (SNA) qui permet de mesurer la réponse (en amplitude) d’un élément en fonction de la fréquence. Contrairement à un analyseur vectoriel (VNA) il ne permet pas de mesurer la phase.
Le principe est simple. l’appareil est doté d’un synthétiseur de fréquence et d’un analyseur de spectre ( ou à minima d’un seul détecteur logarithmique), et l’élément à mesurer (appelé généralement DUT pour « device under test » ) est placé entre les deux. On réalise une série de mesures tout en balayant une intervalle de fréquence et nous obtenons en retour la réponse en fréquence du DUT.
C’est un appareil particulièrement pertinent pour mesurer la réponse d’un filtre (bande passante et pertes d’insertion), la bande passante d’un amplificateur, ou même les caractéristiques d’une antenne si on le couple à un pont de mesure.
Son succès est certainement lié à son faible prix ( environ 46€ port compris) alors qu’il permet de caractériser un élément sur une bande passante allant de 32MHz à 4.4GHz.
On le trouve actuellement ( au 03/04/2019) en vente dans ces boutiques Ali-express.
Voila des photographie réalisées en haute résolution (cliquez pour agrandir) du modèle que je possède ( avant modifications).
Vous trouverez ici le Schema de l’analyseur Attention ! ( suite au commentaire de jeff) Dans le schéma ce ne sont pas les valeurs des résistances qui sont indiquées mais leur marquage SMD ( ce qui est pour le moins inattendu) , d’ailleurs la plupart sont en marquage 5% sur le schéma mais sont passées en 1% sur les deux analyseurs que j’ai, ce qui brouille les pistes.
La lecture du schéma laisse apparaître certaines interrogations.
« .. The RF input port of an IAM-8 mixer is matched on chip to 50 Ω, eliminating the need for any external matching circuitry… ».
C’est pas de chance, car du coup on se retrouve avec une impédance d’entrée de l’ordre de 25 Ohms contre 50 Ohms attendus. Une mesure rapide à l’analyseur d’antenne confirme le diagnostic.
Voila donc un premier problème à régler.
Il y a deux façon d’en venir à bout, soit on élimine cette résistance ( pas facile d’accès car planquée sous un blindage soudé
Soit on compense cette bévue en rajoutant en série ce qu’il manque pour arriver à 50 Ohms, c’est ce que j’ai fait.
J’ai donc construit ce petit adaptateur à visser sur l’entrée de l’analyseur.
24R additional resistor
Alors bien sur certains vont objecter que: « ça aurait été mieux de carrément la dessouder, car la on perd du gain et puis le mélangeur ne voit pas 50 Ohms sur son entrée ». C’est vrai. Je préfère cependant la solution de la résistance série car le mélangeur d’entrée est à faible niveau ( il commence a rentrer sur sa zone de compression pour -10dBm appliqués), il est clairement sous-dimensionné par rapport au niveau du TG ( trace generator) intégré à l’analyseur ( qui lui sort à 0dBm). Si on avais dessoudé le cache et supprimé cette résistance il aurait fallu rajouter un atténuateur d’au moins 10dB pour utiliser cet analyseur dans son domaine de fonctionnement à peu prés linéaire. Par contre je ne sais pas à quel point le fait que l’entrée du mélangeur ne voit pas 50 Ohms est problématique dans son fonctionnement.
De plus, le niveau maximal admissible avant destruction du mélangeur est de 15dBm ( le vendeur, prudent, fourni d’ailleurs plusieurs mélangeurs en pièce de rechange). Alors rajouter 24 Ohms en série ne peut que prolonger l’espérance de vie de ce composant ( alors que enlever les 51 Ohms en parallèle l’abrège).
En rajoutant cette résistance de 24 Ohms, il suffit ensuite de rajouter un atténuateur de 6dB en sortie du TG pour que l’analyseur soit capable de réaliser des mesures sans se trouver en zone saturée. Nous aurons alors -12dB d’atténuation entre ce qui sort du TG et ce qui rentre dans le mélangeur, le tout avec des impédances d’entrée et de sortie qui restent proches de 50 Ohms sur une large bande.
Correction au 05/05/2019
6dB d’atténuation rajoutés en sortie du TG ne sont pas suffisant pour éviter la zone saturée sur le mélangeur, prévoir au moins 10dB.
Nous avons donc gagné au niveau de l’adaptation des ports, nous avons aussi gagné en linéarité ( et donc en précision de mesure) mais nous avons forcement ‘un peu’ perdu en dynamique. Cette perte n’est pas très importante, elle est de moins de 3dB dans les faits, malgré les 12dB d’atténuation sur le signal d’analyse.
J’ai ensuite finalement remplacé cette solution par une suppression de la résistance de 50Ohms qui était sur l’entrée en dessoudant le blindage, voir ici
Restons dynamiques
La dynamique n’est vraiment pas terrible sur cet analyseur. La faute au mélangeur d’entrée qui commence a saturer (à 1dB de compression) dès qu’il fourni un niveau de -6dBm sur l’IF , et ceci alors qu’il est connecté à un amplificateur logarithmique capable d’avaler plus de 10dBm sans sourciller. On y laisse au moins 16dB de dynamique. Au final elle plafonne à 70dB. Des analyseurs concurrents, comme ceux de BG7TBL utilisent un mélangeur de plus haut niveau et se permettent même d’amplifier entre le mélangeur et l’amplificateur logarithmique. le « D6 » étant construit à l’économie ne possède rien de tel.
The red part of AD8307 dynamic range is unused with original design
Comme cela est visible sur le graphique ci-dessus, nous perdons le bénéfice de la partie rouge dans le range dynamique de l’AD8307. Mais nous savons aussi qu’un amplificateur logarithmique mesure surtout un potentiel, et dans le cas de l’AD8307 ce potentiel sera appliqué sur une entrée de 1100 Ohms d’impédance alors qu’il sera fourni par le mélangeur sous une impédance de 50 Ohms, nous pouvons donc élever la tension via une adaptation d’impédance ( de 50 Ohms vers 1100 Ohms).
Voyons l’état des lieux:
Original low pass filter
Pour analyser le filtre intégré dans le « D6 » on le passe sous LTSpice (attention le montage est en miroir)
Original « D6 » 120kHzLow pas filter
Le design est pour le moins curieux, ça sent le « copier/coller sans tout comprendre ». La simulation laisse apparaître plusieurs choses
On a bien un filtre passe bas bien adapté pour filtrer à 120kHz, donc ça fonctionne. La tension de sortie est inférieure à celle qui rentre !! alors qu’elle aurait du être, dans une adaptation d’impédance idéale de l’ordre de Racine carrée de (1100/50) = 4.7 fois ce qu’elle était en entrée !. Il y a visiblement un problème de conception. L’auteur n’a donc pas mis en oeuvre la possibilité d’élévation de la tension par adaptation d’impédance.
La simulation LTSpice nous apprend aussi que l’impédance présentée en entrée par ce filtre est de l’ordre de 350 Ohms, contre 50 attendus. Or le fabriquant du mélangeur indique bien qu’il faut veiller à montrer une impédance de 50 Ohms en sortie IF pour que le mélangeur fonctionne correctement. On en est loin.
Ou se trouve ce filtre sur le circuit ?
On améliore tout ça..
Le but est de modifier à minima la conception ( idéalement juste remplacer des composants), pour réaliser les deux fonctions recherchées, c’est à dire:
L’adaptation d’impédance de 50 Ohms vers 1100 Ohms, avec élévation de tension.
Le filtrage passe bas indispensable à cet analyseur.
Pour y parvenir je suis parti sur deux adaptations d’impédances successives, d’abord de 50 vers 200 Ohms et ensuite de 200 Ohms vers 1.1k. J’ai choisis des structures en T, calculées à l’aide de ce site: https://home.sandiego.edu/~ekim/e194rfs01/jwmatcher/matcher2.html
l’avantage des 2 T successif est qu’ils permettent de garder la topologie du circuit original, et donc de simplement remplacer des composants sans devoir modifier le circuit imprimé. j’ai ensuite simulé le résultat sur LTSpice et réajusté pour retomber sur des valeurs normalisées.
Enhanced low pass filter
Quelques remarques:
J’ai laissé le condensateur de 100pF qui était sur l’entrée, il ne perturbait que très peu le filtre mais aide certainement à filtrer les produits de mélange à haute fréquence.
J’ai remplacé le condensateur de liaison de 1nF par un modèle de 10nF. Tout simplement car 1nF à 120kHz c’était trop faible, cela dégradait le niveau du signal qui arrivait sur l’amplificateur logarithmique ( de l’ordre de 4.5dB) tout en altérant l’impédance ( il introduisait une partie réactive).
Voila les performances comparées des deux filtres sur une même simulation
Il y a clairement du mieux, à la fois sur l’élévation de tension ( +10dB), mais aussi sur l’atténuation ( plus raide). Il faut aussi noter que le gain augmente sensiblement sur les fréquence plus basses ( il est de +20dB à 10Khz) ce qui est un avantage quand l’appareil est utilisé en analyseur de spectre.
Voila ce que ça donne au niveau temporel à 120kHz.
On se jette maintenant sur le fer à souder..
New filter
La première self à été remplacée par une self de 100µH, les deux condensateurs (de 2.5nF et 680pF) ont été dessoudés et remplacés par des condensateurs de 10nF et 2.2nF.
Vous remarquerez qu’une self de 470µH à pu rester en place. je n’avais que des condensateurs en boitier 1206 sous la main, mais c’est rentré.
et l’autre coté du circuit:
New filter
La qualité de la photo n’est pas terrible ( réalisée rapidement à l’iPhone), mais on voit bien que la résistance de 820 Ohms a été dessoudée, et le condensateur de 1nF remplacé.
Une mesure à l’oscilloscope montre le résultat attendu ( en qualité de filtrage et en niveau)
AD8307 input (front and mixer pushed to saturation level)
Essais comparatifs
A l’utilisation j’ai pu constater une amélioration sensible de la dynamique, mais aussi une nette amélioration du plancher de bruit ( il est descendu de 6 dBm), j’obtient 83dB de dynamique ( jusqu’a 1.2GHz) avec 6dB d’atténuation sur la sortie TG et la résistance de 24 Ohms sur l’entrée ( ce qui correspond a 6dB supplémentaires, donc à un mélangeur qui voit -12dBm sur son entrée).
Cette amélioration du fond de bruit est inattendue, elle est peut être à mettre au crédit de l’améliorations de l’impédance présentée en sortie du mélangeur.
Ces captures ont été effectuées à l’aide du logiciel SNASharp
Ici en analyseur de spectre on peut avoir une idée de l’amélioration apportée, j’ai pris 3 analyseurs et leur ait fait recevoir la bande FM dans des conditions identiques ( bout de fil de 40cm branché).
la courbe verte correspond a l’utilisation d’un analyseur D6 non modifié ( j’en possède deux), la courbe rouge au résultat obtenu avec l’analyseur de spectre de BG7TBL ( simple spectrum 35M-4.4G), et la courbe bleue à l’utilisation du « D6 » modifié.
Donc malgré son mélangeur d’entrée bas de gamme, et son absence d’amplification IF, le D6 modifié arrive à rivaliser avec l’analyseur de spectre de BG7TBL.
Je tiens à remercier l’ensemble des radioamateurs avec qui j’ai pu échanger sur ces analyseurs, je parle de ceux qui fréquentent les listes de diffusions dédiées aux hyperfréquences et à la TV amateur, ainsi que ceux avec qui j’échange sur les forums de radioamateur.org
Je tiens a particulièrement remercier Jose F1FGV avec qui nous échangeons régulièrement sur la mesure en général et sur le D6 en particulier. C’est lui qui a déniché le plan de l’analyseur et a commencé à le décortiquer.
Jose est d’ailleurs en train de travailler sur un firmware alternatif pour cet analyseur à qui on a pas fini d’en faire baver 🙂
Nouvelles améliorations, le 04/07/2021
Suite à ce commentaire de Aristoteles Brandao Filho, j’ai réalisé que j’avais oublié de changer la valeur de la capacité qui sur l’entrée INM de l’AD8307 (c’est une entrée symétrique découplée des deux coté), elle était donc restée a 1n. Les deux capacités se retrouvant en série les fréquences basses étaient particulièrement atténuées. En mode SNA ce n’est pas très génant ( la FI étant aux alentours de 120kHz), mais en mode analyseur de spectre cela crée un creux important. J’ai commencé par remplacer la capacité de 1n qui était sur INM par une capacité de 10n et ça allait déjà beaucoup mieux. Il restait cependant un plongeon important sur les fréquences les plus basses de la FI (donc proche du centre de la bande de spectre) J’ai remplacé les deux capacité par des capacités de 100n et la partie ou la niveau chute est devenue bien plus étroite.
Remplacement des condensateurs de découplage par des 100n
Voila le résultat obtenu
Affichage en analyseur de spectre pour plusieurs valeurs de condensateurMême chose mais avec un zoom un peu plus important.
Sur la version avec les deux condensateurs de 100n, on voit bien l’affaissement de la courbe quand l’adaptation d’impédance ne fonctionne plus ( on perd environ 10dB) et la chute finale (correspondant aux fréquences proches du DC) arrive bien plus tard que avec les autres valeurs de condensateur.
