SNASharp v2019_04_29_0

Note du 01/05/2019 à 3h28: Cette version contient une erreur dans le fichier de définition du D6 ( HAOBA_D6_JTGP-1033_35M_4.4G ). La résolution verticale n’est pas bonne.

En attendant la prochaine version, vous pouvez le corriger directement dans le logiciel. il faut remplacer le 0.05 qui est dans le champ VerticalResolutiondB par un 0.1923 et ensuite cliquer sur « Save »

Un nouvelle version de SNASharp est disponible
La page principale du projet est toujours la même

Cela se passe ici :  http://alloza.eu/david/WordPress3/?page_id=478

Voila le lien de téléchargement direct de la dernière version ( 2019_04_29_0):

Clic here to download the last version

Last upgrades.Clic to enlarge

Cette version intègre les évolutions récentes

  • Un filtre à été intégré, il permet de considérablement réduire le bruit de mesure, on peut le régler sur 10 niveaux.
  • Une option est maintenant disponible pour forcer les bornes hautes et basses des fréquences affichées sur le graphique à l’intervalle de fréquences avec lequel la courbe courante a été mesurée. Cette option est particulièrement pratique pour faire coïncider le graphique avec les données d’une courbe que l’on recharge.
  • Un fichier de configuration pour le NWT6000 est maintenant disponible.
  • Même chose pour le NWT4000 (première version) qui est lui aussi disponible.
  • Le fichier de définition du « D6 » est maintenant passé sur une fréquence minimale de 35MHz ( et non 32 ou 33 MHz) car la PLL à du mal à accrocher sous 35MHz.
  • Il y a un fichier de configuration spécifique pour le firmware 12 bits qu’a développé Jose F1FGV pour le D6.
Noise filter in action

Futures évolutions:

Les futures évolutions ne seront pas uniquement visuelles ou esthétiques. Le logiciel intégrera une première série d’extensions du protocole de communication vers les analyseurs. La compatibilité ascendante sera assurée, c’est à dire que les analyseur intégrant le protocole original de DL4JAL continuerons à être supportés. Ces nouvelles fonctions étant destinées à mieux gérer des analyseurs dotés de firmwares homemades.

Comme pour les  versions précédentes, pour pourvoir l’exécuter il faut:

1> avoir décompressé le zip ( il ne fonctionne pas directement lancé dans le fichier zip).

2> avoir le framework .NET 4.0 installé sur sa machine ( ou Mono si on est sur Mac ou PC Linux).

Pour l’utiliser sous Mac avec mono il faut lui demander d’utiliser la version 32 bits, car la version 64bits ne gère pas totalement les systèmes de fenêtre, donc  la ligne de commande ressemble à ça :


mono  — arch=32  SNASharp.exe

Vous pouvez intervenir directement via les commentaires en bas de l’article

Pour vous tenir informé des nouvelles versions
Le blog n’a pas actuellement de système d’abonnement aux articles.
Quand une nouvelle version est disponible, je l’annonce sur Twitter (entre autres) avec le tag #SNASharp

Il y a aussi un fil de discussion sur les forums de www.radioamateur.org, ici

Et je poste aussi un mail dans les listes de diffusion hyperfr et ATV

David.

Améliorations sur le « D6 » par Jean Claude F1AIA

Dans la lignée de l’article que j’avais écrit sur des modifications sur l’analyseur D6 Jean claude F1AIA a retravaillé les ports de l’analyseur afin de le doter de deux atténuateurs.

6dB d’atténuation sur la sortie:

6dB attenuator on TG output

On voit que l’atténuateur en PI est constitué d’une résistance série de 39 Ohms et de deux résistances de 150 Ohms qui partent à la masse.

Pour placer la résistance de 39 Ohms Jean Claude a du (en plus du démontage du capot de blindage qui masque la sortie) couper la piste placée entre le condensateur de découplage de sortie et la prise SMA.

Et 3db d’atténuation sur l’entrée

3dB attenuator on D6 entry

Ici, le blindage a aussi du être dessoudé, mais aucune piste n’a eu besoin d’être coupée. On s’en sort en soudant une résistance entre les deux broches de la SMA et en réutilisant les emplacements disponibles.

Les valeurs des résistances de cet atténuateur en PI sont de 18 Ohms pour la résistance série et 300 Ohms pour celles qui repartent à la masse.

A noter que l’entrée présente maintenant 50 Ohms d’impédance, ce qui n’était pas le cas du montage initial ou elle était de 25 Ohms. Cette modification d’entrée peut donc remplacer celle que j’avais détaillée dans cet article.

Pour ceux qui voudraient opter pour des valeurs d’atténuateurs différentes, je vous conseille ce calculateur en ligne.

Voila les mesures de S11 aprés les modifications réalisées par Jean Claude

Sur la sortie (TG)

Return loss on TG port after F1AIA upgrade

Donc avec -25.82dB de return loss à 1296MHz la sortie de l’analyseur est maintenant bien adaptée sur 50 Ohms en large bande.

Sur l’entrée

Return loss on Mixer port after F1AIA upgrade

Jean claude a aussi réalisé les modifications du filtre FI décrites dans le précédent article.

Voila quelques mesures réalisées avec l’ensemble des modifications

1.7GHz filter, before and after F1AIA upgrade
For comparison the same filter on Wiltron scalar analyzer
Another filter test

Conclusion..

Nous avons donc une modification qui atténue de 9dB en tout ( 6dB sur la sortie et 3dB sur l’entrée), et qui ramène l’entrée sur 50 Ohms.

Une dynamique de 85dB est préservée.

Sur les fréquences ou l’analyseur présente le gain le plus élevé ( aux alentours de 2Ghz) cette atténuation n’est pas suffisante pour assurer des mesures correctes, elle place l’analyseur au delà de la zone linéaire du mélangeur. Mais sur les fréquences les plus élevées ( 4GHz) elle est suffisante. Aussi il est préférable de ne pas atténuer de plus de 9dB sur la platine elle même afin de ne pas trop dégrader le range dynamique de l’analyseur sur les fréquences élevées, et de se garder la possibilité de rajouter un atténuateur externe de 6dB à 10dB si on a besoin de faire une mesure dans la zone des 2GHZ.
Si on double l’atténuation ( donc 6dB de plus sur la sortie et 3dB de plus sur l’entrée) on se retrouve en zone linéaire. Je préfère cependant le faire en rajoutant des atténuateurs externes, pour deux raisons.

La première est que si on effectue des mesures avec un pont RF ou un coupleur directif, le signal renvoyé sur l’analyseur peut être fortement atténué, dans ce cas la on peut se passer des atténuateurs externes et conserver une bonne dynamique.

La deuxième est qu’il sera « bientôt » possible de diminuer le niveau du TG par code, et donc de baisser le niveau aussi loin que nécessaire pour assurer la linéarité des mesures. On pourrais même imaginer une atténuation différente selon la fréquence de la mesure. 

David, F4HTQ.

L’ensemble des images ont été fournies par Jean Claude F1AIA.

Et voila maintenant le FT4..

Nous sommes le 22/04/2019 et ce message vient d’être diffusé.

To:   WSJT-X users interested in testing FT4

From: K1JT, K9AN, and G4WJS

Soon after the « FT8 Roundup » held on December 1-2, 2018, we started serious work on a faster, more contest-friendly digital mode that can compete with RTTY-contesting QSO rates while preserving many of the benefits of FT8.  The result is FT4 — a new digital mode specifically designed for radio contesting.

Over the past month a small group of volunteers have been conducting on-the-air tests of FT4.  The early tests were very successful and helped us to make a number of important design decisions.  We believe

FT4 has considerable promise for its intended purpose.

We’ll soon be ready for testing by a larger group.  If you might be interested in participating and offering your considered feedback, please read the descriptive document « The FT4 Protocol for Digital Contesting », posted here:

http://physics.princeton.edu/pulsar/k1jt/FT4_Protocol.pdf

We plan to post downloadable installation packages for WSJT-X 2.1.0-rc5 on April 29, one week from today.  The document linked above includes
– Instructions for installing WSJT-X 2.1.0-rc5 and FT4 configuration
– Operating instructions for FT
– Basic description of the FT4 protocol, modulation, and wavefor
  – Detailed sensitivity measurements for FT4 under a wide variety of    simulated propagation conditions
  – Schedule for upcoming test sessions

Please consider helping us to make FT4 a successful mode for digital contesting
With best wishes and 73,

                — Joe (K1JT), Steve (K9AN), and Bill (G4WJS)

A quoi doit on s’attendre ?

Une rétrospective s’impose.

K1JT à démarré avec le WSPR, c’est à dire un mode destiné à sonder la propagation avec de très faibles signaux, en dessous de -30dBm, tout en fournissant une mesure de SNR. Ce mode a subsisté dans son rôle initial, même si certains ont fait des « QSO » avec. Chaque message prenait 2 minutes pour être envoyé.

Ensuite est arrivé le JT65, crée initialement pour l’EME ou en tous cas pour la VHF/UHF qui s’est retrouvé particulièrement utilisé en… HF.

K1JT trouvant certainement ce détournement inopportun, a proposé le JT9, format parfait pour la HF ( faible bande passante, SNR très bas, mais besoin d’une bonne stabilité en fréquence ce qui n’est pas problématique pour le matériel commercial moderne). Le succès a été pour le moins limité, la majorité des échanges persistant en JT65 avec des opérateurs qui s’insultaient en se marchant sur les pieds dans leurs messages entrelacés.. par manque de place. Pour rappel, un message envoyé en JT65 ou JT9 prenait une minute.

Par contre, contre toute attente, les stations MF ( 630M) semblent apprécier le JT9, c’est aujourd’hui le format le plus utilisé par les stations US sur cette bande. Il n’est d’ailleurs quasiment plus utilisé que la.

Et puis est arrivé le FT8, qui avec ses messages de 15 secondes était dédié au trafic en sporadiques E (principalement sur la bande des 6M et dans une moindre mesure celle des 10M). L’argumentaire étant que ces liaisons étaient tellement furtives qu’il fallait un mode capable de faire un QSO en une minute tout au plus. Quand on connais la suite, ça fait forcement un peu sourire…

Le FT8 à donc fait quasi table rase de ce qu’il y avait avant, sur toutes les bandes HF ( et il a même bien débordé sur la VHF). Exit le PSK31, le PSK63, le JT65/JT9. Non pas que la propagation HF soit devenue sporadique, mais ce sont les QSO-TGV ( échanges en 15 secondes, QSO en une minute), et automatisés ( on peut rester les bras croisés à coté) qui ont séduit.

Cela a mis une fois de plus en évidence ce que cherchaient les opérateurs: un mode, aux échanges minimalistes, leur permettant de remplir au plus vite les log, afin de récupérer QSL, eQSL et surtout confirmations LoTW pour les fameux diplômes du DXCC. C’est pour cela que les JT65,PSK, et même maintenant CW ont été balayés.

D’ailleurs ceux qui avaient un peu trafiqué en PSK63 devraient avoir senti le truc venir, la popularité de ce mode au détriment du PSK31 étant motivée par la rapidité avec laquelle on pouvait remplir les logs.

Bien qu’étant une activité de loisirs, la pratique radioamateur semble tendre de plus en plus vers une accumulation toujours plus rapide d’une « production » de contacts.

Alors, comment se dessine la suite ?

Revenons au FT4 qui sera disponible en test dans une petite semaine, il propose quoi ?

« .. FT4 is an experimental digital mode designed specifically for radio contesting. Like FT8, it uses fixed-length transmissions, structured messages with formats optimized for minimal QSOs, and strong forward error correction. T/R sequences are 6 seconds long, so FT4 is 2.5 × faster than FT8 and about the same speed as RTTY for radio contesting. FT4 can work with signals 10 dB weaker than needed for RTTY, while using much less bandwidth .. »

Il propose donc des échanges en 6 secondes ( contre 15 secondes pour le FT8), avec un SNR de décodage minimal dégradé ( -16.5dB contre -24dB) soit 7.5dB « moins bien », ce qui peut se traduire par une puissance nécessaire 5.6 fois plus importante pour faire le QSO. Il devrait donc permettre de faire des QSO complet en 24s. Il ne manque plus qu’il soit autorisé pour les diplômes ( ce qui finira par arriver, peut être via les DX-Expeditions) et il devrait logiquement balayer le FT8 dans tous les cas ( et pas uniquement pour les concours comme indiqué par l’auteur qui une fois de plus verra son mode certainement utilisé bien au delà de la volonté affichée).

Il est néanmoins possible que dans un premier temps le mode FT4 limite les messages au format concours ( identiques à ceux disponibles pour le FT8 roundup), ce qui pourrait ralentir son adoption pour les QSO hors concours. Pour savoir si ce bridage est effectif ou non il nous faudra attendre une semaine. Je mettrai l’article à jour quand ce point sera éclairci.

EDITION au 29/04/2019

Le FT4 est disponible et, comme je m’y attendais, c’est un mode libre d’accès pour les QSO. Je l’ai testé sur les 30M sans rencontrer de problème particulier. Donc, mon « pronostic » est qu’il est bien parti pour remplacer le FT8.


Quand au SNR dégradé (de 7.5dB par rapport au FT8), il ne constitue pas un obstacle insurmontable. La majorité des stations étant sur-dimensionnées pour le FT8 (assez peu de report sont moins bons que -16dB de SNR) cela ne devrait donc pas constituer un frein dissuasif. Et puis on peut se référer au précédent du JT65/JT9 qui s’est fait balayer par le FT8 malgré une pénalité de décodage de 6dB.

On en reparle dans un an ou deux (ou avant si les choses se précipitent), pour voir si une fois de plus la logique qui veut que le mode capable de remplir le plus vite les logs est celui qui finisse par s’imposer, est respectée.

David, F4HTQ.

SNASharp v2019_04_14_0

Un nouvelle version de SNASharp est disponible
La page principale du projet est toujours la même

Cela se passe ici :  http://alloza.eu/david/WordPress3/?page_id=478

Voila le lien de téléchargement direct de la dernière version ( 2019_04_14_0):

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current version with a 6M band low pass filter

Cette version intègre les évolutions récentes

  • Un système automatique d’indicateurs a été mis en place. L’utilisateur peut choix pour chaque courbe 6 éléments à afficher parmi une liste de 16 indicateurs.
  • la possibilité d’effectuer un « coller » direct de l’image du graphique dans le presse papier, et donc de pouvoir le coller dans un document ou un mail sans passer par un fichier.
  • Amélioration de la vitesse d’affichage, et réduction de l’occupation mémoire ( moins de 30MO sont nécessaires au logiciel pour fonctionner).

Les choix suivants sont disponibles au niveau des indicateurs

OFF : indicateur inutilisé
MAX_LEVEL : Ligne horizontale correspondant au niveau maximal en sortie.
BP_3dB : Bande passante à -3dB (référence niveau maximal)
BP_6dB : Bande passante à -6dB
BP_10dB:…..
BP_20dB
BP_30dB
BP_40dB
BP_50dB
BP_60dB
BP_70dB
BP_80dB
BP_90dB
BP_100dB
BP_6dB_TO_MIN : bande passante à +6dB par rapport au minimum
BP_3dB_TO_MIN : bande passante à +3dB par rapport au minimum
MIN_LEVEL : niveau minimal

Marquage graphique:

cas d’un passe bande, les fréquences de coupures ainsi que la bande passante sont indiquées

Band pass filter, the two cut off frequencies and the bandwidth are displayed

Cas d’un passe bas ou passe haut, seule la fréquence de coupure est indiquée

Low pass filter, only cut off frequency is displayed

Futures évolutions:

Les futures évolutions ne seront pas uniquement visuelles ou esthétiques. Le logiciel intégrera une première série d’extensions du protocole de communication vers les analyseurs. La compatibilité ascendante sera assurée, c’est à dire que les analyseur intégrant le protocole original de DL4JAL continuerons à être supportés. Ces nouvelles fonctions étant destinées à mieux gérer des analyseurs dotés de firmwares homemades.

Comme pour les  versions précédentes, pour pourvoir l’exécuter il faut:

1> avoir décompressé le zip ( il ne fonctionne pas directement lancé dans le fichier zip).

2> avoir le framework .NET 4.0 installé sur sa machine ( ou Mono si on est sur Mac ou PC Linux).

Pour l’utiliser sous Mac avec mono il faut lui demander d’utiliser la version 32 bits, car la version 64bits ne gère pas totalement les systèmes de fenêtre, donc  la ligne de commande ressemble à ça :


mono  — arch=32  SNASharp.exe

Vous pouvez intervenir directement via les commentaires en bas de l’article

David.

Modifications de l’analyseur scalaire « D6 » JTGP-1033

Cet article va décrire une série de modifications effectuées sur cet analyseur particulièrement populaire chez les hyperistes Français.

Il s’agit d’un analyseur de réseau scalaire (SNA) qui permet de mesurer la réponse (en amplitude) d’un élément en fonction de la fréquence. Contrairement à un analyseur vectoriel (VNA) il ne permet pas de mesurer la phase.

Le principe est simple. l’appareil est doté d’un synthétiseur de fréquence et d’un analyseur de spectre ( ou à minima d’un seul détecteur logarithmique), et l’élément à mesurer (appelé généralement DUT pour « device under test » ) est placé entre les deux. On réalise une série de mesures tout en balayant une intervalle de fréquence et nous obtenons en retour la réponse en fréquence du DUT.

C’est un appareil particulièrement pertinent pour mesurer la réponse d’un filtre (bande passante et pertes d’insertion), la bande passante d’un amplificateur, ou même les caractéristiques d’une antenne si on le couple à un pont de mesure.

Son succès est certainement lié à son faible prix ( environ 46€ port compris) alors qu’il permet de caractériser un élément sur une bande passante allant de 32MHz à 4.4GHz.

On le trouve actuellement ( au 03/04/2019) en vente dans ces boutiques Ali-express.

https://fr.aliexpress.com/item/Simple-Spectre-Snalyzer-D6-Auto-suivi-source-T-G-V2-032-Simple-Signal-Source/32995906491.html

https://fr.aliexpress.com/item/Simple-Analyseur-de-Spectre-D6-avec-Suivi-Source-T-G-V2-02-Simple-Signal-Source-RF/32987748050.html

Voila des photographie réalisées en haute résolution (cliquez pour agrandir) du modèle que je possède ( avant modifications).

Vous trouverez ici le Schema de l’analyseur
Attention ! ( suite au commentaire de jeff)
Dans le schéma ce ne sont pas les valeurs des résistances qui sont indiquées mais leur marquage SMD ( ce qui est pour le moins inattendu) , d’ailleurs la plupart sont en marquage 5% sur le schéma mais sont passées en 1% sur les deux analyseurs que j’ai, ce qui brouille les pistes.

La lecture du schéma laisse apparaître certaines interrogations.

Impédance d’entrée

l’auteur à placé une résistance de 51 Ohms en parallèle de l’entrée du mélangeur. Or si on se réfère à une note d’application du constructeur:
http://www.hp.woodshot.com/hprfhelp/4_downld/lit/iclit/ans013.pdf

« .. The RF input port of an IAM-8 mixer is matched on chip to 50 Ω, eliminating the need for any external matching circuitry… ».

C’est pas de chance, car du coup on se retrouve avec une impédance d’entrée de l’ordre de 25 Ohms contre 50 Ohms attendus. Une mesure rapide à l’analyseur d’antenne confirme le diagnostic.

Voila donc un premier problème à régler.

Il y a deux façon d’en venir à bout, soit on élimine cette résistance ( pas facile d’accès car planquée sous un blindage soudé

Soit on compense cette bévue en rajoutant en série ce qu’il manque pour arriver à 50 Ohms, c’est ce que j’ai fait.

J’ai donc construit ce petit adaptateur à visser sur l’entrée de l’analyseur.

24R additional resistor

Alors bien sur certains vont objecter que:
« ça aurait été mieux de carrément la dessouder, car la on perd du gain et puis le mélangeur ne voit pas 50 Ohms sur son entrée ».
C’est vrai.
Je préfère cependant la solution de la résistance série car le mélangeur d’entrée est à faible niveau ( il commence a rentrer sur sa zone de compression pour -10dBm appliqués), il est clairement sous-dimensionné par rapport au niveau du TG ( trace generator) intégré à l’analyseur ( qui lui sort à 0dBm). Si on avais dessoudé le cache et supprimé cette résistance il aurait fallu rajouter un atténuateur d’au moins 10dB pour utiliser cet analyseur dans son domaine de fonctionnement à peu prés linéaire.
Par contre je ne sais pas à quel point le fait que l’entrée du mélangeur ne voit pas 50 Ohms est problématique dans son fonctionnement.

De plus, le niveau maximal admissible avant destruction du mélangeur est de 15dBm ( le vendeur, prudent, fourni d’ailleurs plusieurs mélangeurs en pièce de rechange). Alors rajouter 24 Ohms en série ne peut que prolonger l’espérance de vie de ce composant ( alors que enlever les 51 Ohms en parallèle l’abrège).

En rajoutant cette résistance de 24 Ohms, il suffit ensuite de rajouter un atténuateur de 6dB en sortie du TG pour que l’analyseur soit capable de réaliser des mesures sans se trouver en zone saturée. Nous aurons alors -12dB d’atténuation entre ce qui sort du TG et ce qui rentre dans le mélangeur, le tout avec des impédances d’entrée et de sortie qui restent proches de 50 Ohms sur une large bande.

Correction au 05/05/2019

6dB d’atténuation rajoutés en sortie du TG ne sont pas suffisant pour éviter la zone saturée sur le mélangeur, prévoir au moins 10dB.

Nous avons donc gagné au niveau de l’adaptation des ports, nous avons aussi gagné en linéarité ( et donc en précision de mesure) mais nous avons forcement ‘un peu’ perdu en dynamique. Cette perte n’est pas très importante, elle est de moins de 3dB dans les faits, malgré les 12dB d’atténuation sur le signal d’analyse.

J’ai ensuite finalement remplacé cette solution par une suppression de la résistance de 50Ohms qui était sur l’entrée en dessoudant le blindage, voir ici 

Restons dynamiques

La dynamique n’est vraiment pas terrible sur cet analyseur. La faute au mélangeur d’entrée qui commence a saturer (à 1dB de compression) dès qu’il fourni un niveau de -6dBm sur l’IF , et ceci alors qu’il est connecté à un amplificateur logarithmique capable d’avaler plus de 10dBm sans sourciller. On y laisse au moins 16dB de dynamique. Au final elle plafonne à 70dB. Des analyseurs concurrents, comme ceux de BG7TBL utilisent un mélangeur de plus haut niveau et se permettent même d’amplifier entre le mélangeur et l’amplificateur logarithmique. le « D6 » étant construit à l’économie ne possède rien de tel.

The red part of AD8307 dynamic range is unused with original design

Comme cela est visible sur le graphique ci-dessus, nous perdons le bénéfice de la partie rouge dans le range dynamique de l’AD8307.
Mais nous savons aussi qu’un amplificateur logarithmique mesure surtout un potentiel, et dans le cas de l’AD8307 ce potentiel sera appliqué sur une entrée de 1100 Ohms d’impédance alors qu’il sera fourni par le mélangeur sous une impédance de 50 Ohms, nous pouvons donc élever la tension via une adaptation d’impédance ( de 50 Ohms vers 1100 Ohms).

Voyons l’état des lieux:

Original low pass filter

Pour analyser le filtre intégré dans le « D6 » on le passe sous LTSpice (attention le montage est en miroir)

Original « D6 » 120kHzLow pas filter

Le design est pour le moins curieux, ça sent le « copier/coller sans tout comprendre ».
La simulation laisse apparaître plusieurs choses

On a bien un filtre passe bas bien adapté pour filtrer à 120kHz, donc ça fonctionne.
La tension de sortie est inférieure à celle qui rentre !! alors qu’elle aurait du être, dans une adaptation d’impédance idéale de l’ordre de Racine carrée de (1100/50) = 4.7 fois ce qu’elle était en entrée !. Il y a visiblement un problème de conception. L’auteur n’a donc pas mis en oeuvre la possibilité d’élévation de la tension par adaptation d’impédance.

La simulation LTSpice nous apprend aussi que l’impédance présentée en entrée par ce filtre est de l’ordre de 350 Ohms, contre 50 attendus. Or le fabriquant du mélangeur indique bien qu’il faut veiller à montrer une impédance de 50 Ohms en sortie IF pour que le mélangeur fonctionne correctement. On en est loin.

Ou se trouve ce filtre sur le circuit ?


On améliore tout ça..

Le but est de modifier à minima la conception ( idéalement juste remplacer des composants), pour réaliser les deux fonctions recherchées, c’est à dire:

  • L’adaptation d’impédance de 50 Ohms vers 1100 Ohms, avec élévation de tension.
  • Le filtrage passe bas indispensable à cet analyseur.

Pour y parvenir je suis parti sur deux adaptations d’impédances successives, d’abord de 50 vers 200 Ohms et ensuite de 200 Ohms vers 1.1k. J’ai choisis des structures en T, calculées à l’aide de ce site:
https://home.sandiego.edu/~ekim/e194rfs01/jwmatcher/matcher2.html

l’avantage des 2 T successif est qu’ils permettent de garder la topologie du circuit original, et donc de simplement remplacer des composants sans devoir modifier le circuit imprimé.
j’ai ensuite simulé le résultat sur LTSpice et réajusté pour retomber sur des valeurs normalisées.

Enhanced low pass filter

Quelques remarques:

J’ai laissé le condensateur de 100pF qui était sur l’entrée, il ne perturbait que très peu le filtre mais aide certainement à filtrer les produits de mélange à haute fréquence.

J’ai remplacé le condensateur de liaison de 1nF par un modèle de 10nF. Tout simplement car 1nF à 120kHz c’était trop faible, cela dégradait le niveau du signal qui arrivait sur l’amplificateur logarithmique ( de l’ordre de 4.5dB) tout en altérant l’impédance ( il introduisait une partie réactive).

Voila les performances comparées des deux filtres sur une même simulation

Il y a clairement du mieux, à la fois sur l’élévation de tension ( +10dB), mais aussi sur l’atténuation ( plus raide). Il faut aussi noter que le gain augmente sensiblement sur les fréquence plus basses ( il est de +20dB à 10Khz) ce qui est un avantage quand l’appareil est utilisé en analyseur de spectre.

Voila ce que ça donne au niveau temporel à 120kHz.

On se jette maintenant sur le fer à souder..

New filter

La première self à été remplacée par une self de 100µH, les deux condensateurs (de 2.5nF et 680pF) ont été dessoudés et remplacés par des condensateurs de 10nF et 2.2nF.

Vous remarquerez qu’une self de 470µH à pu rester en place. je n’avais que des condensateurs en boitier 1206 sous la main, mais c’est rentré.

et l’autre coté du circuit:

New filter

La qualité de la photo n’est pas terrible ( réalisée rapidement à l’iPhone), mais on voit bien que la résistance de 820 Ohms a été dessoudée, et le condensateur de 1nF remplacé.

Une mesure à l’oscilloscope montre le résultat attendu ( en qualité de filtrage et en niveau)

AD8307 input (front and mixer pushed to saturation level)

Essais comparatifs

A l’utilisation j’ai pu constater une amélioration sensible de la dynamique, mais aussi une nette amélioration du plancher de bruit ( il est descendu de 6 dBm), j’obtient 83dB de dynamique ( jusqu’a 1.2GHz) avec 6dB d’atténuation sur la sortie TG et la résistance de 24 Ohms sur l’entrée ( ce qui correspond a 6dB supplémentaires, donc à un mélangeur qui voit -12dBm sur son entrée).

Cette amélioration du fond de bruit est inattendue, elle est peut être à mettre au crédit de l’améliorations de l’impédance présentée en sortie du mélangeur.

Ces captures ont été effectuées à l’aide du logiciel SNASharp

Ici en analyseur de spectre on peut avoir une idée de l’amélioration apportée, j’ai pris 3 analyseurs et leur ait fait recevoir la bande FM dans des conditions identiques ( bout de fil de 40cm branché).

la courbe verte correspond a l’utilisation d’un analyseur D6 non modifié ( j’en possède deux), la courbe rouge au résultat obtenu avec l’analyseur de spectre de BG7TBL ( simple spectrum 35M-4.4G), et la courbe bleue à l’utilisation du « D6 » modifié.

Donc malgré son mélangeur d’entrée bas de gamme, et son absence d’amplification IF, le D6 modifié arrive à rivaliser avec l’analyseur de spectre de BG7TBL.

Je tiens à remercier l’ensemble des radioamateurs avec qui j’ai pu échanger sur ces analyseurs, je parle de ceux qui fréquentent les listes de diffusions dédiées aux hyperfréquences et à la TV amateur, ainsi que ceux avec qui j’échange sur les forums de radioamateur.org

Je tiens a particulièrement remercier Jose F1FGV avec qui nous échangeons régulièrement sur la mesure en général et sur le D6 en particulier. C’est lui qui a déniché le plan de l’analyseur et a commencé à le décortiquer.

Jose est d’ailleurs en train de travailler sur un firmware alternatif pour cet analyseur à qui on a pas fini d’en faire baver 🙂

David, F4HTQ.