HSTRX module 13 : PA PushPull MF,HF,VHF

Voila l’amplificateur de puissance utilisé sur le HSTRX .

Schéma (cliquez sur l’image pour agrandir ):

Wideband RD16HHF1 amplifier

C’est un amplificateur en pushPull « classique », utilisant des transistors spécifiquement adaptés pour des montages de puissance en radiofréquences, les Mitsubishi RD16HHF1.

Il fonctionne en classe AB, ce qui lui confère  une linéarité suffisante pour être utilisé en phonie ou en PSK.

Le fonctionnement en large bande interdit d’utiliser des adaptations d’impédance d’entrée et de sortie accordées, elle seront donc assurées par des transformateur large bande, construit avec des ferrites à haute perméabilité.

Le matériel utilisé sera du 43 de chez fair rite .

voila le comportement en fréquence de ce matériel.

43 material properties

On remarque qu’une fois les 1Mhz passés, la permeabilité magnétique se dégrade. Nous retournerons cette limitation à notre avantage afin d’essayer d’obtenir un « accord mou », sur une plage de fréquences importante  en compensant la réactance du transformateur par une capacité ( C16 de 270pF). Normalement un circuit accordé ne résonne qu’a une fréquence donnée, mais si la valeur de l’inductance décroit rapidement quand la fréquence augmente, ce qui est le cas à partir de 1Mhz avec le 43,  cette « pseudo résonance » peut s’étaler sur une plage de fréquences importante. Il faut alors déterminer la valeur de cette capacité de « compensation » en fonction de la plage de fréquence recherchée. Une valeur trop élevée va handicaper les performances sur les plus hautes fréquences, alors qu’une valeur trop faible risque de provoquer un affaissement prématuré du gain sur les fréquences intermédiaires.

A titre d’information, l’absence du condensateur de compensation des réactances ( c16 ) fait chuter la puissance de sortie de 3dB à 30Mhz ( 9W au lieux de 16.5W). La mesure n’a pas été faite pour 50 MHz.

Le  montage est aussi doté d’un circuits de contre-réaction sur chaque transistor ( L6,R1,C1) et ( L7,C2,R2).
son rôle est double:

  • il améliore la linéarité, ce qui limite l’intermodulation dans le cas général et la distorsion en phonie.
  • il aplanie les variations de gain sur la bande passante de l’amplificateur.

Ce circuit contient deux petites perles de ferrite en en matériel 43, c’est assez inhabituel. A l’origine je les aies mises pour me débarrasser d’une auto-oscillation ( à 240Mhz) qui n’arrivait que avec un circuit de contre-réaction. A ces fréquences élevées ces perles de ferrite présentent une impédance ( réelle) de plusieurs centaines d’ohms, et une réactance négligeable. Ceci revenait à « débrancher la contre réaction » pour les fréquences ou se produisaient l’auto-oscillation. La solution fonctionne bien.

Un effet de bord, inattendu a été que ces ferrites ont amélioré l’aplatissement du gain.  Elles présentent 4 Ohms de résistance par MHz ce qui implique par exemple qu’elles sont comparables à des résistances de 200 Ohms à 50Mhz. Il faut alors comprendre qu’a cette fréquence la résistance de  feedback totale n’est plus de 150 Ohms, mais de 150 Ohms + 200 Ohms, soit 350 Ohms. En réduisant le niveau de la contre-réaction, nous  compensons ( en partie ) la perte de gain des transistors de puissance quand la fréquence augmente. Ceci se fait au détriment de la linéarité, mais à l’utilisation cela ne semble pas avoir posé de problèmes.

La conséquence est que l’impédance d’entrée de l’amplificateur augmente avec la fréquence. Elle est de l’ordre de 38 Ohms pour la bande des 80M, progresse a 55 Ohms pour la bande des 10M, et atteint 75 Ohms sur la bande des 6M.

Les réglages des deux tensions de bias sont séparés, ceci est nécessaire pour équilibrer l’amplificateur  car les deux transistors sont forcement différents. Voila quelques conséquences  amenées par un amplificateur qui ne serait pas équilibré:

  • Un transistor peut fournir peu de puissance et l’autre beaucoup plus, ce qui peut aboutir à une destruction de celui qui est polarisé au niveau le plus important.
  • L’amplificateur peut avoir plus de gain sur les alternances positives que sur les alternances négatives ( ou l’inverse ), ce qui aboutit à une génération d’harmoniques H2. Ce sont les plus difficiles à filtrer ensuite car les plus proches de la fréquence de fonctionnement.
  • La transition entre les alternances positives et négatives peut présenter une discontinuité, ce qui détériore la linéarité en général, et pour les petits signaux en particulier.

Sur cet amplificateur j’ai réglé les niveaux de bias pour avoir environ 350mA dans chaque transistor au repos ( donc 700mA consommés sans que aucun signal ne soit appliqué à l’entrée) , le constructeur conseille une valeur optimale de 500mA par transistor.

Il faut savoir que augmenter ce courant de polarisation améliore le gain, la puissance maximale fournie,  et la linéarité de l’amplificateur, mais décroit son rendement et accroît son dégagement thermique. On cherche donc un compromis. Si nous continuons à augmenter le niveau de polarisation à l’extrême ( afin que chaque transistor soit en permanence polarisé) nous nous retrouverons avec un amplificateur en classe A. Si à l’inverse nous réglons la polarisation à un niveau de quelques mA, l’amplificateur va alors fonctionner en classe B. Si nous descendons encore plus bas et que aucun des deux transistor ne soit polarisé pendant une partie du cycle, nous sommes alors en classe C.

Construction ( cliquez sur l’image pour agrandir)

Prototype builded

Le prototype réalisé porte les stigmates des différents essais effectués, étalés sur plusieurs mois. Si il devait être reconstruit, il serait plus « propre ».

Détails du transformateur de sortie

Output transformer

Le transformateur de sortie est la « clef » d’une fonctionnement en large bande. Il doit être construit afin de maximiser le couplage magnétique entre le primaire et le secondaire, afin de pouvoir conserver un bon rendement quand les propriétés de la ferrite se dégradent. Plusieurs solutions ont été essayées, par exemple en utilisant un transformateur symétriseur indépendant du transformateur d’adaptation d’impédance de sortie, comme sur le PennyWhistle.

vous pourrez trouver ici  pas mal d’essais réalisés par un radioamateur japonais.

Ce qui a donné les meilleurs résultats, c’est l’utilisation d’un seul transformateur. Le primaire s’occupant de fournir l’alimentation symétrique, et le secondaire la sortie adaptée en impédance. Afin de maximiser le couplage magnétique le secondaire est placé à l’intérieur du primaire. Ceci a été rendu possible en supprimant la partie centrale d’un cable coaxial et en insérant a l’intérieur de la tresse du fil émaillé ( bifilaire) de la plus grosse section possible afin de maximiser le couplage. Ici il s’agit de fil de 0.65mm de section. Le danger est d’avoir un contact électrique entre ce fil émaillé et la tresse du coaxial ( il serait certainement fatal aux transistors de sortie), il faudra donc bien veiller à ne pas abîmer le vernis protecteur, et utiliser un testeur de continuité pour s’assurer de ne pas avoir provoqué un court circuit.

Ne pas tenter d’innover en utilisant un seul tour ( avec le point milieu pris a mi chemin sur le coté opposé), afin de pouvoir utiliser des petits tubes en cuivre à la place d’un coaxial, ça ne fonctionnerait pas ( ou alors très mal). Voir ici une explication claire et exhaustive du pourquoi. https://ludens.cl/Electron/mosfetamps/amps.html

 

Donc, pour le construire:

  • prendre une quinzaine de cm de coaxial RG316
  • tirer doucement, avec une pince, le conducteur central, normalement ça doit venir et seule la tresse doit rester a l’intérieur.
  • prendre un peu plus de 30cm de fil émaillé de 0.65mm de diamètre ( vernis compris)
  • le plier en deux en aplatissant bien l’arrondi au niveau de la pliure ( on peut abimer le vernis à cet endroit la, ce n’est pas génant.
  • glisser doucement ce bifilaire jusqu’a ce qu’il ressorte de l’autre coté( il n’est pas nécessaire de le torsader, il va être tellement serré dans le coaxial qu’il va rester bien joint).
  • faire deux tours avec ce cable dans une ferrite BN43-3312 ( ça rentre de justesse, en forçant un petit peu).
  • pour faire ressortir la gaine du coaxial, il faut dénuder quelques cm de coaxial et puis l’écarter doucement avec un outil qui ne peut pas abimer le vernis ( j’ai utilisé des cure dents en bois), et sortir toujours avec le même outil le bifilaire.
  • ensuite on dénude la partie centrale du coaxial afin de faire le point millieu, et on soude un fil de sortie dessus.
  • Et pour finir on relié les brins de bifilaire pour arriver à faire l’équivalent des 4 tours du secondaire.

Pour comparaison, dans les premiers essais ou j’utilisais des transformateurs de sortie avec des fils émaillés torsadés ( bi-filaire et tri-filaires), et aucune compensation des réactances, je ne dépassais pas 4W de puissance de sortie sur la bande des 10M. Utiliser des transistors HF performants comme le sont les RD16HHF1 n’est pas suffisant. Les performances serons médiocres si un soin important n’est pas donné aux transformateurs de sortie.

Performances

Wideband performances

Ces mesures de performances ont été effectuées à l’aide d’un oscilloscope correctement calibré sur ces fréquences, avec un filtre passe bas de sortie adapté a chaque bande et sur une charge de 50 Ohms. Mesurer la puissance de sortie d’un amplificateur sans filtre passe bas n’a aucun sens. L’amplificateur était alimenté en 12.6V ( mesure prise en émission sur l’alimentation du point central).

L’amplificateur est utilisable des 630M  ( 474khz ) jusqu’a la bande des 6M( 52Mhz ). la puissance maximale, de 19.8W est atteinte pour les fréquences entre 3.5Mhz et 14Mhz. Sur les extrêmes la puissance est de 14.7W à 474Khz et de 16.3W à 52MHz.

à la fréquence maximale ( 52MHz), la puissance de sortie est très peut dégradée, mais le gain a sensiblement décliné. Pour utiliser cet amplificateur à sa puissance maximale sur la bande des 6M il faut prévoir un driver capable de fournir  2W. Mais si on se limite aux bandes décamétriques, 1W de puissance de driver suffit.

A la puissance maximale le rendement est de l’ordre de 50%, ce qui implique que l’amplificateur doit être refroidit avec un radiateur capable de dissiper au minimum 20W de thermique. La dessus, ne pas hésiter à prendre une marge de sécurité importante.

Pour ceux qui voudraient construire ce PA.

La pluspart des éléments se trouvent facilement, mis à part les ferrite des transformateurs et les transistors.

la BN43-3312 se trouve chez RS  : https://fr.rs-online.com/web/p/products/4673602/

le FT50-43 se trouve facilement, par exemple chez kits and parts http://kitsandparts.com/toroids.php

Pour les transistors vous pouvez les remplacer par des RD15HVF1 qui sont comparables et plus faciles à trouver. Méfiance avec les RD16HHF1 « neufs », beaucoup sont des contrefaçons.

Remerciements

Je tiens à remercier tous ceux qui m’oint aidé de leurs conseils ( et documentations) pendant la mise au point de ce PA, ils s’agit de Georges F6CER, Francis F6AWN, Marc F6ITU, Jean Pierre F5MI, Alain F6FKN.

David, F4HTQ le 19/10/2018

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HSTRX module 12 : Driver large bande 1W à base de PD85004

Suite à une mauvaise manipulation, j’ai grillé le AFT05MS004N de ce driver la .

avant de le remplacer, j’ai décidé d’en profiter pour tester, une solution à base de PD85004, encouragé par les tests de Claudio IN3OTD.

Voila le schéma du montage ( cliquez pour agrandir):

PD85004 1W Wideband driver

pour la réalisation, il s’agit du driver précédent mais avec quelques modifications:

  • La résistance de feedback de 2.7k a été remplacée par une résistance de 1.1k ( le gain du PD85004 étant inférieur à celui du AFT05MS004N , cette modification est nécessaire pour continuer à adapter le montage sur 50 Ohms.
  • Le condensateur de feedback de 100nF a été remplacé par un condensateur de 10nF. 10nF sont suffisants et ne pas prendre une valeur trop grosse diminue le risque d’une destruction du transistor sur les transitoires ( cause probable de la destruction du transistor précédent). Georges F6CER m’avais pourtant mis en garde sur ce genre de choses.. mais bon.

Le reste du montage est identique (fonctionnement en classe A), le courant de repos est fixé à 240mA, ce que j’ai obtenu avec une tension de bias de 4.28V.

Photo de la réalisation (cliquez pour agrandir)

PD85004 1W Wideband Driver

Le gain est de 26dB ( contre 32dB dans la version basée sur le AFT05MS004N ), la bande passante est par contre bien plus importante ( ce qui est logique vu que le PD85004 présente des capacités parasites plus faibles).

Le gain tombe à 25.5dB à 474khz, est quasiement plat à 26dB sur la HF et la VHF et s’affaisse assez rapidement passé les 160MHz.

PD85004 Driver bandwidth ( noise source + MS610 spectrum analyzer)

C’est donc un driver utilisable pour la MF, HF et VHF.

Sur la MF/HF, quelques  impédances d’entrée mesurées:

45 ohms à 474khz
44 Ohms à 3.5Mhz
47 Ohms à 14 Mhz
51 Ohms à 28Mhz

Ce driver a été monté dans le HSTRX le 2018/10/14.

David,F4HTQ.

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HSTRX module 12 : Driver large bande 1W à base de AFT05MS004N (marquage AFT504)

Je suis tombé par hasard sur le transistor LDMOS AFT05MS004N, ( marquage sur le boitier  AFT504 ), en parcourant le product selector guide de NXP. Il est indiqué comme amplificateur de moyenne puissance, utilisable de 1.8MHz à 941MHz.

capture from NXP(c) product selector guide (2018)

Par contre, si on regarde le datasheet , on y apprend qu’il est utilisable en PA de 136MHz à 941MHz, ce qui ne nous arrange pas pour la HF. On trouve aussi ceci : Driver for 10–1000 MHz Applications dans le datasheet.

Je n’ai rien trouvé dans la  littérature amateur décrivant l’utilisation de ce composant pour de la HF, donc il faut expérimenter.

J’ai donc construit un driver en classe A basé sur ce seul transistor

Cliquez pour agrandir.

AFT05MS004N  1W HF Class A driver

Ce montage à donné satisfaction.

Il est actuellement  ( 7 octobre 2018 ) utilisé comme driver MF/HF  (module 12 dans la synoptique) dans le HSTRX.

la réalisation ( cliquez pour agrandir):

AFT05MS004N HSTRX 1W driver

J’ai inséré un atténuateur commutable de -6dB sur l’entrée, ce driver ayant un excès de gain pour le HSTRX, il me permet de mieux isoler les étages.

j’ai réglé le niveau bias afin d’avoir un courant de repos de 240mA dans le transistor. Vu que c’est un amplicateur en classe A, cette consommation sera constante dans toute la zone d’utilisation linéaire ( jusqu’a 1W de puissance de sortie). Le rendement maximal sera alors atteint pour la puissance maximale, il est de l’ordre de 35%.

Voila une capture à 10MHz ( sans atténuateur)

10Mhz output : Yellow input (50 Ohms HF generator), Cyan output. (50 Ohms output load)

Le gain maximal, obtenu entre 3.5Mhz et 10Mhz est de  32dB, il baisse a 30.5dB à 28MHz et à 31dB à 474Khz.

Voila la bande passante

AFT05MS004N driver bandwidth

La sortie est très propre ( linéaire) jusqu’a 1MHz, en dessous de 1MHz le  transistor perd en linéarité et la sortie est déformée. Cela reste cependant exploitable dans un émetteur a 474Khz.

Je pense que ce transistor pourrais donner de très bon résultats dans un PA en push-pull d’une dizaine de watts, utilisable des MF jusqu’a la bande des 6M. Il devrait pouvoir avantageusement remplacer un RD15HVF1. Quand j’aurais le temps…

David, F4HTQ.

 

 

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Driver/Amplificateur QRP (1W) HF 2N5109 Push-Pull large bande

Petit montage fait rapidement pour tester une hypothèse, celle d’utiliser des transistors de moyenne puissance en Push-Pull pour faire un PA linéaire QRP (ou un driver de PA)  présentant un bon rendement, et utilisable sur les bandes MF et HF.

la construction (cliquer pour agrandir):

Schéma issus de la simulation LTSpice

La réalisation (cliquer pour agrandir):

Et une fois les refroidissements rajoutés (cliquer pour agrandir)

 

C’est un amplificateur qui fonctionne en classe AB, qui consomme 165mA sous une tension de 12V pour fournir une puissance de 1W ( 20V VPP sur une charge de 50 Ohms).

Ce qui lui confère un rendement de 1 * 100 / ( 12 * 0.165 ) = 50.5%, valeur non surprenante avec des amplificateur en classe AB contenant des transformateurs large bande.

Si on sature l’amplificateur ( et qu’on rajoute un filtre passe bas derrière), jusqu’à se rapprocher d’un signal carré en sortie le rendement se rapproche des 80% ( et la puissance de sortie de 2W), mais nous n’avons plus la alors quelque chose de vraiment linéaire. Cette utilisation aurait cependant du sens dans un TX QRP monobande utilisé en CW ou dans un mode FSK, ou même dans une balise WSPR.

Le montage ne chauffe pas beaucoup, chaque transistor dissipe moins de 250mW. C’est normalement en dessous des capacités de dissipation d’un 2N5109, mais il vaut mieux quand même le refroidir, afin de limiter la variations des caractéristiques de l’amplificateur quand la température monte.

Sur le montage en question, le gain maximal ( 18dB) est atteint pour une fréquence de 4Mhz, sur la bande des 630M il baisse a 17dB et sur la bande des 10M ( 28 Mhz ) il n’est plus que de 15.5dB. La bande passante a -3dB est de 350Khz à 34Mhz.

J’ai mesuré sur mon montage 10mA sur l’émetteur des 2 transistors quand aucun signal n’est appliqué en entrée ( courant de bias ) et que le montage est a température ambiante. Si on le laisse chauffer plusieurs minutes, ce courant se stabilise vers 23mA.

Quelques remarques sur le montage:

il faut bien voir que le transformateur d’entrée est cablé avec 2 tours de quadrifilaire dans une ferrite BN43-2402. La fonction est double, fournir un signal d’entrée symétrique indispensable au push-pull, mais aussi abaisser l’impédance vue par les bases des transistors ( les 50 Ohms de l’entrée sont transformés en 12 Ohms ). Ceci permet de limiter fortement les effet de la contre réaction capacitive collecteur -> base ( effet Miller) qui a pour conséquence d’altérer le gain de l’amplificateur sur les fréquences élevées tout en présentant une impédance de plus en plus capacitive à l’entrée.

une première version de l’amplificateur n’intégrait pas cet abaissement d’impédance. Elle présentait 6dB de plus de gain ( donc 24dB de gain )… mais la bande passante a -3dB n’était plus que de 18Mhz.

Les émetteurs des transistors sont chargés par une résistance de 2 Ohms, elle présente 4 avantages:

  • Elle rend le gain du montage moins dépendant du gain intrinsèque des transistors.
  • Elle linéarise la réponse du transistor
  • Elle limite les conséquences de l’augmentation du gain du transistor par dérive thermique, notamment sur l’augmentation du courant de bias ( risque d’emballement)
  • Elle réduit le gain de amplificateur et augmente la bande passante.

Il y a une contre réaction collecteur -> base ( résistance de 470 Ohms et condensateur de 100nF mis en série), elle présente plusieurs avantages

  • Elle permet de fixer l’impédance d’entrée, tout en la rendant relativement indépendante du gain intrinsèque des transistors.
  • Elle abaisse l’impédance de sortie de l’amplificateur sur une valeur proche de 50 Ohms.
  • Elle linéarise la réponse du transistor

 

La sortie est assez propre, comme on peut le voir sur cette capture d’oscilloscope prise à 4MHz

Sortie non filtrée à 4MHz. La courbe bleue correspond à la sortie, et la courbe jaune à l’entrée.

Il présente quasiment 50 Ohms d’impédance d’entrée résistive sur toute la bande passante ( variations de 48Ohms à 52 Ohms mesurées).

Voila le comportement en signal à deux tons

Signal à deux tons, 10Mhz

 

Bande passante de 0 à 100MHz

Horizontal : 10 MHz/Div Vertical : 10dB/Div Output of amplifier

On voit bien les 18dB de gain à basse fréquence ( que j’avais initialement mesuré a l’oscilloscope) et une décroissance de l’ordre de 1dB tous les 10MHz.

Pour comparaison, voila ce que donne la source de bruit connectée directement à l’analyseur de spectre

Noise source alone. 10MHz/Div horizontaly 10dB/DIV verticaly

David, F4HTQ.

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Le HSTRX_4: Modification d’architecture

Bonjour,

J’ai commencé à monter le HSTRX et j’ai fais des tests en émission avec un simple filtre passe bas pour éliminer la bande latérale indésirable et ils se sont montré concluants.
Il est donc possible, pour les bandes HF, d’avoir un seul filtre passe bas pour éliminer les produits de mélange indésirables en émission.

ça m’a amené a revoir l’architecture afin de supprimer des commutations.

A noter que ceci n’est pas possible sans le deuxième filtre à quartz (BPF3) afin d’éliminer les produits d’intermodulation produits par de deuxième amplificateur FI (IF2).

Voila donc la nouvelle architecture, elle correspond à la première version construite.

( cliquez sur l’image pour l’agrandir)

Les prochains articles détaillerons les différents modules.

David, F4HTQ.

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Site de Bernard F8EOZ

Cher visiteur,

Bernard nous a quitté le mardi 14 novembre 2017. Son blog qui étaient à l’adresse www.f8eoz.com à disparu quelques semaines plus tard. J’ai conservé, avec l’accord de sa famille, une archive  (intégrale) statique de ce site. Elle est hébergé sur le même serveur que ce blog et qui est accessible à cette adresse: http://f8eoz.homemaderadio.eu/

Cette copie étant statique les sections de commentaires ne fonctionnent plus. Si vous avez des questions précises sur un article, ou que vous voulez juste laisser un commentaire après avoir visité son contenu, vous pouvez le faire dans la section commentaires au bas de cet article.

Vous trouverez dans le site de Bernard des articles de qualité. Bernard avais le soucis de décrire exhaustivement ce qu’il réalisait afin que la reproduction ne pose pas de difficultés. C’est particulièrement le cas dans son article sur le Vexin pour les 40M

Bonne visite.

Cordialement,

David, F4HTQ.

 

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Le HSTRX_3: Architecture

Objectifs

Dans cette partie nous allons décrire des architectures de TRX super-hétérodynes à simple changement de fréquence ( Atlas 210X, Bitx40, Vexin de F6FEO) . Ensuite nous décrirons l’architecture choisie pour le HSTRX.

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Le HSTRX_2 : Motivations

Pourquoi réaliser son propre TRX ?

Question légitime devant l’offre commerciale particulièrement fournie..

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Le HSTRX_1 : Introduction

Projet de conception d’un émetteur-récepteur radioamateur multibande.

Nous allons entamer sur ce blog une série à épisodes sur la conception d’un émetteur-recepteur radioamateur.

l’objectif minimal est de couvrir les bandes amateur décamétriques, c’est à dire les fréquences allant de la bande des 80M ( 3.5Mhz) à celle des 10M (28Mhz). Les choix techniques pourraient éventuellement aussi permettre de de couvrir aussi les bandes MF, LF et même VHF. Le toute en bande latérale unique (BLU).

Cet appareil n’existe pas actuellement, seule la conception de certains modules génériques à commencée, et je ne sais pas quels objectifs serons atteints et en combien de temps, ni si même cet appareil marchera un jour.

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Commentaires et modération

Après une longue période ou les commentaires étaient désactivés, et suite aux nombreux mails, messages Facebook, messages privés via les forums, reçus par des personnes qui voulaient discuter des articles, j’ai décidé de remettre en place les commentaires.

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