Il est maintenant possible de visualiser l’étendue du zoom.
On peut augmenter ou réduire la taille de la fenetre de zoom avec les touches F1 et F2
L’erreur dans le fichier de configuration du D6 est corrigée
Futures évolutions:
Les futures évolutions ne seront pas uniquement visuelles ou esthétiques. Le logiciel intégrera une première série d’extensions du protocole de communication vers les analyseurs. La compatibilité ascendante sera assurée, c’est à dire que les analyseur intégrant le protocole original de DL4JAL continuerons à être supportés. Ces nouvelles fonctions étant destinées à mieux gérer des analyseurs dotés de firmwares homemades.
Comme pour les
versions précédentes, pour pourvoir l’exécuter il faut:
1> avoir décompressé le zip ( il ne fonctionne pas
directement lancé dans le fichier zip).
2> avoir le framework .NET 4.0 installé sur sa machine
( ou Mono si on est sur Mac ou PC Linux).
Pour l’utiliser sous Mac avec
mono il faut lui demander d’utiliser la version 32 bits, car la version 64bits
ne gère pas totalement les systèmes de fenêtre, donc la ligne de commande
ressemble à ça :
mono — arch=32 SNASharp.exe
Vous pouvez intervenir directement via les commentaires en bas de l’article
Pour vous tenir informé des nouvelles versions Le blog n’a pas actuellement de système d’abonnement aux articles. Quand une nouvelle version est disponible, je l’annonce sur Twitter (entre autres) avec le tag #SNASharp
Note du 01/05/2019 à 3h28: Cette version contient une erreur dans le fichier de définition du D6 ( HAOBA_D6_JTGP-1033_35M_4.4G ). La résolution verticale n’est pas bonne.
En attendant la prochaine version, vous pouvez le corriger directement dans le logiciel. il faut remplacer le 0.05 qui est dans le champ VerticalResolutiondB par un 0.1923 et ensuite cliquer sur « Save »
Un nouvelle version de SNASharp est disponible La page principale du projet est toujours la même
Un filtre à été intégré, il permet de considérablement réduire le bruit de mesure, on peut le régler sur 10 niveaux.
Une option est maintenant disponible pour forcer les bornes hautes et basses des fréquences affichées sur le graphique à l’intervalle de fréquences avec lequel la courbe courante a été mesurée. Cette option est particulièrement pratique pour faire coïncider le graphique avec les données d’une courbe que l’on recharge.
Un fichier de configuration pour le NWT6000 est maintenant disponible.
Même chose pour le NWT4000 (première version) qui est lui aussi disponible.
Le fichier de définition du « D6 » est maintenant passé sur une fréquence minimale de 35MHz ( et non 32 ou 33 MHz) car la PLL à du mal à accrocher sous 35MHz.
Les futures évolutions ne seront pas uniquement visuelles ou esthétiques. Le logiciel intégrera une première série d’extensions du protocole de communication vers les analyseurs. La compatibilité ascendante sera assurée, c’est à dire que les analyseur intégrant le protocole original de DL4JAL continuerons à être supportés. Ces nouvelles fonctions étant destinées à mieux gérer des analyseurs dotés de firmwares homemades.
Comme pour les
versions précédentes, pour pourvoir l’exécuter il faut:
1> avoir décompressé le zip ( il ne fonctionne pas
directement lancé dans le fichier zip).
2> avoir le framework .NET 4.0 installé sur sa machine
( ou Mono si on est sur Mac ou PC Linux).
Pour l’utiliser sous Mac avec
mono il faut lui demander d’utiliser la version 32 bits, car la version 64bits
ne gère pas totalement les systèmes de fenêtre, donc la ligne de commande
ressemble à ça :
mono — arch=32 SNASharp.exe
Vous pouvez intervenir directement via les commentaires en bas de l’article
Pour vous tenir informé des nouvelles versions Le blog n’a pas actuellement de système d’abonnement aux articles. Quand une nouvelle version est disponible, je l’annonce sur Twitter (entre autres) avec le tag #SNASharp
On voit que l’atténuateur en PI est constitué d’une résistance série de 39 Ohms et de deux résistances de 150 Ohms qui partent à la masse.
Pour placer la résistance de 39 Ohms Jean Claude a du (en plus du démontage du capot de blindage qui masque la sortie) couper la piste placée entre le condensateur de découplage de sortie et la prise SMA.
Et 3db d’atténuation sur l’entrée
3dB attenuator on D6 entry
Ici, le blindage a aussi du être dessoudé, mais aucune piste n’a eu besoin d’être coupée. On s’en sort en soudant une résistance entre les deux broches de la SMA et en réutilisant les emplacements disponibles.
Les valeurs des résistances de cet atténuateur en PI sont de 18 Ohms pour la résistance série et 300 Ohms pour celles qui repartent à la masse.
A noter que l’entrée présente maintenant 50 Ohms d’impédance, ce qui n’était pas le cas du montage initial ou elle était de 25 Ohms. Cette modification d’entrée peut donc remplacer celle que j’avais détaillée dans cet article.
Pour ceux qui voudraient opter pour des valeurs d’atténuateurs différentes, je vous conseille ce calculateur en ligne.
Voila les mesures de S11 aprés les modifications réalisées par Jean Claude
Sur la sortie (TG)
Return loss on TG port after F1AIA upgrade
Donc avec -25.82dB de return loss à 1296MHz la sortie de l’analyseur est maintenant bien adaptée sur 50 Ohms en large bande.
Sur l’entrée
Return loss on Mixer port after F1AIA upgrade
Jean claude a aussi réalisé les modifications du filtre FI décrites dans le précédent article.
Voila quelques mesures réalisées avec l’ensemble des modifications
1.7GHz filter, before and after F1AIA upgrade
For comparison the same filter on Wiltron scalar analyzerAnother filter test
Conclusion..
Nous avons donc une modification qui atténue de 9dB en tout ( 6dB sur la sortie et 3dB sur l’entrée), et qui ramène l’entrée sur 50 Ohms.
Une dynamique de 85dB est préservée.
Sur les fréquences ou l’analyseur présente le gain le plus élevé ( aux alentours de 2Ghz) cette atténuation n’est pas suffisante pour assurer des mesures correctes, elle place l’analyseur au delà de la zone linéaire du mélangeur. Mais sur les fréquences les plus élevées ( 4GHz) elle est suffisante. Aussi il est préférable de ne pas atténuer de plus de 9dB sur la platine elle même afin de ne pas trop dégrader le range dynamique de l’analyseur sur les fréquences élevées, et de se garder la possibilité de rajouter un atténuateur externe de 6dB à 10dB si on a besoin de faire une mesure dans la zone des 2GHZ. Si on double l’atténuation ( donc 6dB de plus sur la sortie et 3dB de plus sur l’entrée) on se retrouve en zone linéaire. Je préfère cependant le faire en rajoutant des atténuateurs externes, pour deux raisons.
La première est que si on effectue des mesures avec un pont RF ou un coupleur directif, le signal renvoyé sur l’analyseur peut être fortement atténué, dans ce cas la on peut se passer des atténuateurs externes et conserver une bonne dynamique.
La deuxième est qu’il sera « bientôt » possible de diminuer le niveau du TG par code, et donc de baisser le niveau aussi loin que nécessaire pour assurer la linéarité des mesures. On pourrais même imaginer une atténuation différente selon la fréquence de la mesure.
David, F4HTQ.
L’ensemble des images ont été fournies par Jean Claude F1AIA.
Nous sommes le 22/04/2019 et ce message vient d’être diffusé.
To: WSJT-X users interested in testing FT4
From: K1JT, K9AN, and G4WJS
Soon after the « FT8 Roundup » held on December 1-2, 2018, we started serious work on a faster, more contest-friendly digital mode that can compete with RTTY-contesting QSO rates while preserving many of the benefits of FT8. The result is FT4 — a new digital mode specifically designed for radio contesting.
Over the past month a small group of volunteers have been conducting on-the-air tests of FT4. The early tests were very successful and helped us to make a number of important design decisions. We believe
FT4 has considerable promise for its intended purpose.
We’ll soon be ready for testing by a larger group. If you might be interested in participating and offering your considered feedback, please read the descriptive document « The FT4 Protocol for Digital Contesting », posted here:
We plan to post downloadable installation packages for WSJT-X 2.1.0-rc5 on April 29, one week from today. The document linked above includes – Instructions for installing WSJT-X 2.1.0-rc5 and FT4 configuration – Operating instructions for FT – Basic description of the FT4 protocol, modulation, and wavefor – Detailed sensitivity measurements for FT4 under a wide variety of simulated propagation conditions – Schedule for upcoming test sessions
Please consider helping us to make FT4 a successful mode for digital contesting With best wishes and 73,
— Joe (K1JT), Steve (K9AN), and Bill (G4WJS)
A quoi doit on s’attendre ?
Une rétrospective s’impose.
K1JT à démarré avec le WSPR, c’est à dire un mode destiné à sonder la propagation avec de très faibles signaux, en dessous de -30dBm, tout en fournissant une mesure de SNR. Ce mode a subsisté dans son rôle initial, même si certains ont fait des « QSO » avec. Chaque message prenait 2 minutes pour être envoyé.
Ensuite est arrivé le JT65, crée initialement pour l’EME ou en tous cas pour la VHF/UHF qui s’est retrouvé particulièrement utilisé en… HF.
K1JT trouvant certainement ce détournement inopportun, a proposé le JT9, format parfait pour la HF ( faible bande passante, SNR très bas, mais besoin d’une bonne stabilité en fréquence ce qui n’est pas problématique pour le matériel commercial moderne). Le succès a été pour le moins limité, la majorité des échanges persistant en JT65 avec des opérateurs qui s’insultaient en se marchant sur les pieds dans leurs messages entrelacés.. par manque de place. Pour rappel, un message envoyé en JT65 ou JT9 prenait une minute.
Par contre, contre toute attente, les stations MF ( 630M) semblent apprécier le JT9, c’est aujourd’hui le format le plus utilisé par les stations US sur cette bande. Il n’est d’ailleurs quasiment plus utilisé que la.
Et puis est arrivé le FT8, qui avec ses messages de 15 secondes était dédié au trafic en sporadiques E (principalement sur la bande des 6M et dans une moindre mesure celle des 10M). L’argumentaire étant que ces liaisons étaient tellement furtives qu’il fallait un mode capable de faire un QSO en une minute tout au plus. Quand on connais la suite, ça fait forcement un peu sourire…
Le FT8 à donc fait quasi table rase de ce qu’il y avait avant, sur toutes les bandes HF ( et il a même bien débordé sur la VHF). Exit le PSK31, le PSK63, le JT65/JT9. Non pas que la propagation HF soit devenue sporadique, mais ce sont les QSO-TGV ( échanges en 15 secondes, QSO en une minute), et automatisés ( on peut rester les bras croisés à coté) qui ont séduit.
Cela a mis une fois de plus en évidence ce que cherchaient les opérateurs: un mode, aux échanges minimalistes, leur permettant de remplir au plus vite les log, afin de récupérer QSL, eQSL et surtout confirmations LoTW pour les fameux diplômes du DXCC. C’est pour cela que les JT65,PSK, et même maintenant CW ont été balayés.
D’ailleurs ceux qui avaient un peu trafiqué en PSK63 devraient avoir senti le truc venir, la popularité de ce mode au détriment du PSK31 étant motivée par la rapidité avec laquelle on pouvait remplir les logs.
Bien qu’étant une activité de loisirs, la pratique radioamateur semble tendre de plus en plus vers une accumulation toujours plus rapide d’une « production » de contacts.
Alors, comment se dessine la suite ?
Revenons au FT4 qui sera disponible en test dans une petite semaine, il propose quoi ?
« .. FT4 is an experimental digital mode designed specifically for radio contesting. Like FT8, it uses fixed-length transmissions, structured messages with formats optimized for minimal QSOs, and strong forward error correction. T/R sequences are 6 seconds long, so FT4 is 2.5 × faster than FT8 and about the same speed as RTTY for radio contesting. FT4 can work with signals 10 dB weaker than needed for RTTY, while using much less bandwidth .. »
Il propose donc des échanges en 6 secondes ( contre 15 secondes pour le FT8), avec un SNR de décodage minimal dégradé ( -16.5dB contre -24dB) soit 7.5dB « moins bien », ce qui peut se traduire par une puissance nécessaire 5.6 fois plus importante pour faire le QSO. Il devrait donc permettre de faire des QSO complet en 24s. Il ne manque plus qu’il soit autorisé pour les diplômes ( ce qui finira par arriver, peut être via les DX-Expeditions) et il devrait logiquement balayer le FT8 dans tous les cas ( et pas uniquement pour les concours comme indiqué par l’auteur qui une fois de plus verra son mode certainement utilisé bien au delà de la volonté affichée).
Il est néanmoins possible que dans un premier temps le mode FT4 limite les messages au format concours ( identiques à ceux disponibles pour le FT8 roundup), ce qui pourrait ralentir son adoption pour les QSO hors concours. Pour savoir si ce bridage est effectif ou non il nous faudra attendre une semaine. Je mettrai l’article à jour quand ce point sera éclairci.
EDITION au 29/04/2019
Le FT4 est disponible et, comme je m’y attendais, c’est un mode libre d’accès pour les QSO. Je l’ai testé sur les 30M sans rencontrer de problème particulier. Donc, mon « pronostic » est qu’il est bien parti pour remplacer le FT8.
Quand au SNR dégradé (de 7.5dB par rapport au FT8), il ne constitue pas un obstacle insurmontable. La majorité des stations étant sur-dimensionnées pour le FT8 (assez peu de report sont moins bons que -16dB de SNR) cela ne devrait donc pas constituer un frein dissuasif. Et puis on peut se référer au précédent du JT65/JT9 qui s’est fait balayer par le FT8 malgré une pénalité de décodage de 6dB.
On en reparle dans un an ou deux (ou avant si les choses se précipitent), pour voir si une fois de plus la logique qui veut que le mode capable de remplir le plus vite les logs est celui qui finisse par s’imposer, est respectée.
Un système automatique d’indicateurs a été mis en place. L’utilisateur peut choix pour chaque courbe 6 éléments à afficher parmi une liste de 16 indicateurs.
la possibilité d’effectuer un « coller » direct de l’image du graphique dans le presse papier, et donc de pouvoir le coller dans un document ou un mail sans passer par un fichier.
Amélioration de la vitesse d’affichage, et réduction de l’occupation mémoire ( moins de 30MO sont nécessaires au logiciel pour fonctionner).
Les choix suivants sont disponibles au niveau des indicateurs
OFF : indicateur inutilisé MAX_LEVEL : Ligne horizontale correspondant au niveau maximal en sortie. BP_3dB : Bande passante à -3dB (référence niveau maximal) BP_6dB : Bande passante à -6dB BP_10dB:….. BP_20dB BP_30dB BP_40dB BP_50dB BP_60dB BP_70dB BP_80dB BP_90dB BP_100dB BP_6dB_TO_MIN : bande passante à +6dB par rapport au minimum BP_3dB_TO_MIN : bande passante à +3dB par rapport au minimum MIN_LEVEL : niveau minimal
Marquage graphique:
cas d’un passe bande, les fréquences de coupures ainsi que la bande passante sont indiquées
Band pass filter, the two cut off frequencies and the bandwidth are displayed
Cas d’un passe bas ou passe haut, seule la fréquence de coupure est indiquée
Low pass filter, only cut off frequency is displayed
Futures évolutions:
Les futures évolutions ne seront pas uniquement visuelles ou esthétiques. Le logiciel intégrera une première série d’extensions du protocole de communication vers les analyseurs. La compatibilité ascendante sera assurée, c’est à dire que les analyseur intégrant le protocole original de DL4JAL continuerons à être supportés. Ces nouvelles fonctions étant destinées à mieux gérer des analyseurs dotés de firmwares homemades.
Comme pour les
versions précédentes, pour pourvoir l’exécuter il faut:
1> avoir décompressé le zip ( il ne fonctionne pas
directement lancé dans le fichier zip).
2> avoir le framework .NET 4.0 installé sur sa machine
( ou Mono si on est sur Mac ou PC Linux).
Pour l’utiliser sous Mac avec
mono il faut lui demander d’utiliser la version 32 bits, car la version 64bits
ne gère pas totalement les systèmes de fenêtre, donc la ligne de commande
ressemble à ça :
mono — arch=32 SNASharp.exe
Vous pouvez intervenir directement via les commentaires en bas de l’article
Cet article va décrire une série de modifications effectuées sur cet analyseur particulièrement populaire chez les hyperistes Français.
Il s’agit d’un analyseur de réseau scalaire (SNA) qui permet de mesurer la réponse (en amplitude) d’un élément en fonction de la fréquence. Contrairement à un analyseur vectoriel (VNA) il ne permet pas de mesurer la phase.
Le principe est simple. l’appareil est doté d’un synthétiseur de fréquence et d’un analyseur de spectre ( ou à minima d’un seul détecteur logarithmique), et l’élément à mesurer (appelé généralement DUT pour « device under test » ) est placé entre les deux. On réalise une série de mesures tout en balayant une intervalle de fréquence et nous obtenons en retour la réponse en fréquence du DUT.
C’est un appareil particulièrement pertinent pour mesurer la réponse d’un filtre (bande passante et pertes d’insertion), la bande passante d’un amplificateur, ou même les caractéristiques d’une antenne si on le couple à un pont de mesure.
Son succès est certainement lié à son faible prix ( environ 46€ port compris) alors qu’il permet de caractériser un élément sur une bande passante allant de 32MHz à 4.4GHz.
On le trouve actuellement ( au 03/04/2019) en vente dans ces boutiques Ali-express.
Voila des photographie réalisées en haute résolution (cliquez pour agrandir) du modèle que je possède ( avant modifications).
Vous trouverez ici le Schema de l’analyseur Attention ! ( suite au commentaire de jeff) Dans le schéma ce ne sont pas les valeurs des résistances qui sont indiquées mais leur marquage SMD ( ce qui est pour le moins inattendu) , d’ailleurs la plupart sont en marquage 5% sur le schéma mais sont passées en 1% sur les deux analyseurs que j’ai, ce qui brouille les pistes.
La lecture du schéma laisse apparaître certaines interrogations.
« .. The RF input port of an IAM-8 mixer is matched on chip to 50 Ω, eliminating the need for any external matching circuitry… ».
C’est pas de chance, car du coup on se retrouve avec une impédance d’entrée de l’ordre de 25 Ohms contre 50 Ohms attendus. Une mesure rapide à l’analyseur d’antenne confirme le diagnostic.
Voila donc un premier problème à régler.
Il y a deux façon d’en venir à bout, soit on élimine cette résistance ( pas facile d’accès car planquée sous un blindage soudé
Soit on compense cette bévue en rajoutant en série ce qu’il manque pour arriver à 50 Ohms, c’est ce que j’ai fait.
J’ai donc construit ce petit adaptateur à visser sur l’entrée de l’analyseur.
24R additional resistor
Alors bien sur certains vont objecter que: « ça aurait été mieux de carrément la dessouder, car la on perd du gain et puis le mélangeur ne voit pas 50 Ohms sur son entrée ». C’est vrai. Je préfère cependant la solution de la résistance série car le mélangeur d’entrée est à faible niveau ( il commence a rentrer sur sa zone de compression pour -10dBm appliqués), il est clairement sous-dimensionné par rapport au niveau du TG ( trace generator) intégré à l’analyseur ( qui lui sort à 0dBm). Si on avais dessoudé le cache et supprimé cette résistance il aurait fallu rajouter un atténuateur d’au moins 10dB pour utiliser cet analyseur dans son domaine de fonctionnement à peu prés linéaire. Par contre je ne sais pas à quel point le fait que l’entrée du mélangeur ne voit pas 50 Ohms est problématique dans son fonctionnement.
De plus, le niveau maximal admissible avant destruction du mélangeur est de 15dBm ( le vendeur, prudent, fourni d’ailleurs plusieurs mélangeurs en pièce de rechange). Alors rajouter 24 Ohms en série ne peut que prolonger l’espérance de vie de ce composant ( alors que enlever les 51 Ohms en parallèle l’abrège).
En rajoutant cette résistance de 24 Ohms, il suffit ensuite de rajouter un atténuateur de 6dB en sortie du TG pour que l’analyseur soit capable de réaliser des mesures sans se trouver en zone saturée. Nous aurons alors -12dB d’atténuation entre ce qui sort du TG et ce qui rentre dans le mélangeur, le tout avec des impédances d’entrée et de sortie qui restent proches de 50 Ohms sur une large bande.
Correction au 05/05/2019
6dB d’atténuation rajoutés en sortie du TG ne sont pas suffisant pour éviter la zone saturée sur le mélangeur, prévoir au moins 10dB.
Nous avons donc gagné au niveau de l’adaptation des ports, nous avons aussi gagné en linéarité ( et donc en précision de mesure) mais nous avons forcement ‘un peu’ perdu en dynamique. Cette perte n’est pas très importante, elle est de moins de 3dB dans les faits, malgré les 12dB d’atténuation sur le signal d’analyse.
J’ai ensuite finalement remplacé cette solution par une suppression de la résistance de 50Ohms qui était sur l’entrée en dessoudant le blindage, voir ici
Restons dynamiques
La dynamique n’est vraiment pas terrible sur cet analyseur. La faute au mélangeur d’entrée qui commence a saturer (à 1dB de compression) dès qu’il fourni un niveau de -6dBm sur l’IF , et ceci alors qu’il est connecté à un amplificateur logarithmique capable d’avaler plus de 10dBm sans sourciller. On y laisse au moins 16dB de dynamique. Au final elle plafonne à 70dB. Des analyseurs concurrents, comme ceux de BG7TBL utilisent un mélangeur de plus haut niveau et se permettent même d’amplifier entre le mélangeur et l’amplificateur logarithmique. le « D6 » étant construit à l’économie ne possède rien de tel.
The red part of AD8307 dynamic range is unused with original design
Comme cela est visible sur le graphique ci-dessus, nous perdons le bénéfice de la partie rouge dans le range dynamique de l’AD8307. Mais nous savons aussi qu’un amplificateur logarithmique mesure surtout un potentiel, et dans le cas de l’AD8307 ce potentiel sera appliqué sur une entrée de 1100 Ohms d’impédance alors qu’il sera fourni par le mélangeur sous une impédance de 50 Ohms, nous pouvons donc élever la tension via une adaptation d’impédance ( de 50 Ohms vers 1100 Ohms).
Voyons l’état des lieux:
Original low pass filter
Pour analyser le filtre intégré dans le « D6 » on le passe sous LTSpice (attention le montage est en miroir)
Original « D6 » 120kHzLow pas filter
Le design est pour le moins curieux, ça sent le « copier/coller sans tout comprendre ». La simulation laisse apparaître plusieurs choses
On a bien un filtre passe bas bien adapté pour filtrer à 120kHz, donc ça fonctionne. La tension de sortie est inférieure à celle qui rentre !! alors qu’elle aurait du être, dans une adaptation d’impédance idéale de l’ordre de Racine carrée de (1100/50) = 4.7 fois ce qu’elle était en entrée !. Il y a visiblement un problème de conception. L’auteur n’a donc pas mis en oeuvre la possibilité d’élévation de la tension par adaptation d’impédance.
La simulation LTSpice nous apprend aussi que l’impédance présentée en entrée par ce filtre est de l’ordre de 350 Ohms, contre 50 attendus. Or le fabriquant du mélangeur indique bien qu’il faut veiller à montrer une impédance de 50 Ohms en sortie IF pour que le mélangeur fonctionne correctement. On en est loin.
Ou se trouve ce filtre sur le circuit ?
On améliore tout ça..
Le but est de modifier à minima la conception ( idéalement juste remplacer des composants), pour réaliser les deux fonctions recherchées, c’est à dire:
L’adaptation d’impédance de 50 Ohms vers 1100 Ohms, avec élévation de tension.
Le filtrage passe bas indispensable à cet analyseur.
Pour y parvenir je suis parti sur deux adaptations d’impédances successives, d’abord de 50 vers 200 Ohms et ensuite de 200 Ohms vers 1.1k. J’ai choisis des structures en T, calculées à l’aide de ce site: https://home.sandiego.edu/~ekim/e194rfs01/jwmatcher/matcher2.html
l’avantage des 2 T successif est qu’ils permettent de garder la topologie du circuit original, et donc de simplement remplacer des composants sans devoir modifier le circuit imprimé. j’ai ensuite simulé le résultat sur LTSpice et réajusté pour retomber sur des valeurs normalisées.
Enhanced low pass filter
Quelques remarques:
J’ai laissé le condensateur de 100pF qui était sur l’entrée, il ne perturbait que très peu le filtre mais aide certainement à filtrer les produits de mélange à haute fréquence.
J’ai remplacé le condensateur de liaison de 1nF par un modèle de 10nF. Tout simplement car 1nF à 120kHz c’était trop faible, cela dégradait le niveau du signal qui arrivait sur l’amplificateur logarithmique ( de l’ordre de 4.5dB) tout en altérant l’impédance ( il introduisait une partie réactive).
Voila les performances comparées des deux filtres sur une même simulation
Il y a clairement du mieux, à la fois sur l’élévation de tension ( +10dB), mais aussi sur l’atténuation ( plus raide). Il faut aussi noter que le gain augmente sensiblement sur les fréquence plus basses ( il est de +20dB à 10Khz) ce qui est un avantage quand l’appareil est utilisé en analyseur de spectre.
Voila ce que ça donne au niveau temporel à 120kHz.
On se jette maintenant sur le fer à souder..
New filter
La première self à été remplacée par une self de 100µH, les deux condensateurs (de 2.5nF et 680pF) ont été dessoudés et remplacés par des condensateurs de 10nF et 2.2nF.
Vous remarquerez qu’une self de 470µH à pu rester en place. je n’avais que des condensateurs en boitier 1206 sous la main, mais c’est rentré.
et l’autre coté du circuit:
New filter
La qualité de la photo n’est pas terrible ( réalisée rapidement à l’iPhone), mais on voit bien que la résistance de 820 Ohms a été dessoudée, et le condensateur de 1nF remplacé.
Une mesure à l’oscilloscope montre le résultat attendu ( en qualité de filtrage et en niveau)
AD8307 input (front and mixer pushed to saturation level)
Essais comparatifs
A l’utilisation j’ai pu constater une amélioration sensible de la dynamique, mais aussi une nette amélioration du plancher de bruit ( il est descendu de 6 dBm), j’obtient 83dB de dynamique ( jusqu’a 1.2GHz) avec 6dB d’atténuation sur la sortie TG et la résistance de 24 Ohms sur l’entrée ( ce qui correspond a 6dB supplémentaires, donc à un mélangeur qui voit -12dBm sur son entrée).
Cette amélioration du fond de bruit est inattendue, elle est peut être à mettre au crédit de l’améliorations de l’impédance présentée en sortie du mélangeur.
Ces captures ont été effectuées à l’aide du logiciel SNASharp
Ici en analyseur de spectre on peut avoir une idée de l’amélioration apportée, j’ai pris 3 analyseurs et leur ait fait recevoir la bande FM dans des conditions identiques ( bout de fil de 40cm branché).
la courbe verte correspond a l’utilisation d’un analyseur D6 non modifié ( j’en possède deux), la courbe rouge au résultat obtenu avec l’analyseur de spectre de BG7TBL ( simple spectrum 35M-4.4G), et la courbe bleue à l’utilisation du « D6 » modifié.
Donc malgré son mélangeur d’entrée bas de gamme, et son absence d’amplification IF, le D6 modifié arrive à rivaliser avec l’analyseur de spectre de BG7TBL.
Je tiens à remercier l’ensemble des radioamateurs avec qui j’ai pu échanger sur ces analyseurs, je parle de ceux qui fréquentent les listes de diffusions dédiées aux hyperfréquences et à la TV amateur, ainsi que ceux avec qui j’échange sur les forums de radioamateur.org
Je tiens a particulièrement remercier Jose F1FGV avec qui nous échangeons régulièrement sur la mesure en général et sur le D6 en particulier. C’est lui qui a déniché le plan de l’analyseur et a commencé à le décortiquer.
Jose est d’ailleurs en train de travailler sur un firmware alternatif pour cet analyseur à qui on a pas fini d’en faire baver 🙂
Nouvelles améliorations, le 04/07/2021
Suite à ce commentaire de Aristoteles Brandao Filho, j’ai réalisé que j’avais oublié de changer la valeur de la capacité qui sur l’entrée INM de l’AD8307 (c’est une entrée symétrique découplée des deux coté), elle était donc restée a 1n. Les deux capacités se retrouvant en série les fréquences basses étaient particulièrement atténuées. En mode SNA ce n’est pas très génant ( la FI étant aux alentours de 120kHz), mais en mode analyseur de spectre cela crée un creux important. J’ai commencé par remplacer la capacité de 1n qui était sur INM par une capacité de 10n et ça allait déjà beaucoup mieux. Il restait cependant un plongeon important sur les fréquences les plus basses de la FI (donc proche du centre de la bande de spectre) J’ai remplacé les deux capacité par des capacités de 100n et la partie ou la niveau chute est devenue bien plus étroite.
Remplacement des condensateurs de découplage par des 100n
Voila le résultat obtenu
Affichage en analyseur de spectre pour plusieurs valeurs de condensateurMême chose mais avec un zoom un peu plus important.
Sur la version avec les deux condensateurs de 100n, on voit bien l’affaissement de la courbe quand l’adaptation d’impédance ne fonctionne plus ( on perd environ 10dB) et la chute finale (correspondant aux fréquences proches du DC) arrive bien plus tard que avec les autres valeurs de condensateur.
Le nombre de points, la fréquence basse et la fréquence haute sont maintenant sauvegardés. Vous pourrez ainsi quitter le logiciel et retrouver au lancement suivant les réglages comme vous les avez laissé.
Il est possible de remettre les réglages par défaut en cliquant sur le nouveau bouton « Reset », en haut à droite de la boite de contrôle.
Le nom des courbes est maintenant affiché en haut du graphique.
Les paramètres du dipole mesuré sont automatiquement calculés
SNASharp détecte si c’est la réponse d’un LPF,HPF,BPF, ou quelque chose de relativement plat.
Si un BPF est détecté la bande passante est mesurées et affichée.
les fréquences de coupures et bande passantes sont calculés a -3dB et -6dB.
En mode de capture continue, l’échelle des dB verticaux est bien plus stable, elle est gérée avec un système de « seul dynamique »
Les courbes sauvegardée avec les deux versions précédentes ne peuvent pas être chargées sur cette version, si vous avez vraiment besoin de conserver ces mesures, il faut alors faire la manipulation suivante:
Rechercher « CurveDef » dans le fichier XML de la courbe ( il y a deux occurrences) et les remplacer par « CCurve ».
Apparence actuelle
Voila un exemple de ce que sort l’analyse de dipole ( affiché dans la fenêtre bleue )
—— SELECTED CURVE ———-
Name : 40M Lowpass
Max Level : 0,3846dB at 1 800 000Hz
Min Level : -56,7285dB at 14 560 020Hz
DUT detected as LPF
3dB cut off : 7 671 528Hz
6dB cut off : 7 997 724Hz —— SELECTED CURVE ———-
Name : 80M_BandPass
Max Level : -3,0768dB at 3 686 820Hz
Min Level : -81,5352dB at 2 529 144Hz
DUT detected as BPF
3dB Low : 3 430 980Hz
3dB high : 3 827 532Hz
3dB BP : 396 552Hz
6dB Low : 3 418 188Hz
6dB high : 3 885 096Hz
6dB BP : 466 908Hz
Futures évolutions:
l’affichage en texte des caractéristiques du dipôle mesuré n’est qu’une première étape. Ils sont amenés à être affichés sur le graphique, en texte dans le cadre du bas mais aussi directement au niveau des courbes via des éléments graphiques. Ce serons les prochaines évolutions de SNASharp.
Comme pour les
versions précédentes, pour pourvoir l’exécuter il faut:
1> avoir décompressé le zip ( il ne fonctionne pas
directement lancé dans le fichier zip).
2> avoir le framework .NET 4.0 installé sur sa machine
( ou Mono si on est sur Mac ou PC Linux).
Pour l’utiliser sous Mac avec
mono il faut lui demander d’utiliser la version 32 bits, car la version 64bits
ne gère pas totalement les systèmes de fenêtre, donc la ligne de commande
ressemble à ça :
mono — arch=32 SNASharp.exe
Vous pouvez intervenir directement via les commentaires en bas de l’article
Le role de cet amplificateur de fréquence intermédiaire est double:
il fourni la principale amplification avec ses 78 dB de gain.
il gère automatiquement le gain, afin de l’ajuster selon la puissance des signaux reçus
Contrairement au premier amplificateur de fréquence intermédiaire nous pouvons nous autoriser moins de linéarité, ce qui implique plus de distorsion et intermodulation. Pourquoi ?
Tout simplement car en entrée nous avons un signal issus d’un filtre à quartz à bande étroite, ce qui limite considérablement les problèmes d’intermodulation que nous aurions avec un signal comportant toutes les émission de la bande écoutée !
De plus, une première amplification ayant été opérée par le premier amplificateur de fréquence intermédiaire, nous pourrons la aussi tolérer un facteur de bruit un peu plus élevé.
Ces souplesses nous aiderons donc à atteindre des gains élevés et réglables.
Structure
L’amplificateur est constitué autour de deux amplificateurs intégrés AD603 de analog device qui offrent chacun un gain de l’ordre de 39dB, soit 78dB au total.
Ce composant est un peu particulier, car il intègre en interne un atténuateur « programmable » suivi d’un amplificateur à gain fixe. Le gain maximal sera alors atteint pour un réglage à minima de l’atténuateur.
Le montage en cascade des deux amplificateurs est inspiré de celui présent dans le datasheet à la page 18. Le principe est de commencer par augmenter le gain du premier étage en priorité et de compléter avec le gain du 2e étage. Le constructeur assure que cette façon de procéder ne dégrade pas le facteur de bruit de l’amplificateur comparativement à ce qu’on aurais en utilisant un seul de ces composants.
Pour ce qui est de l’amplification se reporter aux explications fournies dans le datasheet. J’ai cependant apporté deux modifications. l’entrée de cet amplificateur présentant une impédance de 100 Ohms, elle peut être adaptée sur 50 Ohms en rajoutant une simple résistance supplémentaire de 100 Ohms en parallèle de l’entrée. C’est la solution préconisée sur le schéma proposé par le constructeur. Sur les conseils de Georges F6CER j’ai opté pour un réseau LC ( L1 , C13 ) d’adaptation d’impédance, de 50 Ohms vers 100 Ohms, ce qui permet de préserver les 3dB de facteur de bruit ( et de gain ) qui étaient perdus avec la solution originelle. L’autre modification concerne la sortie, j’ai rajouté une résistance de 47 Ohms en série afin de présenter 50 Ohms en sortie. La contre-réaction présente en sortie de l’AD603 aboutissant à une impédance de quelques ohms.
Contrôle automatique de gain ( CAG ou AGC en anglais)
On va supposer comme état initial une situation ou aucun signal ne serait appliqué en entrée, et ou l’ampli serait sous tension depuis plusieurs secondes, et l’appareil en réception ( RX_VCC alimenté). le potentiomètre U4 serait réglé à un niveau ne permettant pas à la base du transistor Q1 d’être polarisée ( moins de 0.5v).
Dans cette situation le transistor Q1 ne serait pas passant et le condensateur C10 se serait chargé ( à travers la résistance R15) à environ 8.3V. Avec ce potentiel d’AGC le gain est maximal.
Si maintenant on applique un signal significatif sur l’entrée, disons, -60dBm. l’amplificateur étant au maximum de gain ( +78dB ), il devrait sortir un signal de -60+78 = 18dBm. Cela n’est pas possible et il va rapidement saturer. Cependant on va avoir une tension de plusieurs centaines de mV en sortie, cette tension appliquée sur la base de Q1 va le polariser, il va conduire et donc décharger le condensateur C10 rapidement ( car le courant pourra être important, plusieurs dizaines de mA). la décharge du condensateur s’opère en quelques dizaines de ms tout au plus.
Pendant cette décharge la tension appliquée sur la commande de gain de l’amplificateur ( AGC ) va progressivement baisser, ce qui va réduire le gain de l’ensemble et donc le niveau de sortie. Progressivement les choses vont s’équilibrer et le gain va se stabiliser, l’amplificateur ne saturera alors plus.
Dans le HSTRX U4 est réglé de telle sorte que l’AGC limite le niveau de sortie a 0 dBm, ce qui implique que dans notre example ( -60dBm appliqués à l’entrée) le gain va se stabiliser aux alentours de +60dB.
Imaginons maintenant que le signal appliqué à l’entrée faiblisse fortement, par exemple qu’il baisse de 10dB à en passant de -60dB à -70dB. Le niveau de sortie va fortement baisser et le transistor Q1 ne sera plus polarisé. le transistor Q1 ne conduira plus et le condensateur C10 va donc progressivement se charger ( à travers R15 ) ce qui va progressivement et lentement augmenter le gain en raison de la valeur importante de cette résistance ( 27k). Tout ceci se stabilisera quand la tension appliqué sur la broche AGC correspondra à un gain de 70dB. Cette remontée de gain est bien moins rapide ( environ 100x plus lente) que la réduction de gain. Cela est indispensable au contrôle de gain automatique en phonie SSB, le sytème devant rapidement baisser le gain si une émission puissante est présente, tout en maintenant cette baisse de gain entre chaque phonème et même entre chaque mot afin de ne pas laisser remonter trop vite le niveau de bruit.
[Rajout au 20/10/2019] En émission et en réception ( mais c’est surtout utile en émission) la diode Zener D4 sert a empêcher que la tension de commande sur l’AGC ne descende sous 4.4V, ceci est nécessaire car si on passe sous ce seuil le gain remonte. Le datasheet indique d’ailleurs les seuils à ne pas dépasser.
Car particulier de l’émission:
En émission nous avons besoin de bien moins de gain ( le réglage est a +2dB de gain sur le HSTRX) et d’une dynamique d’AGC inexistante ou réduite.
dans ce cas la nous n’alimentons pas la broche RX_VCC et la tension appliquée sur R15 est alors déterminée par le réglage de U1. U1 permet donc de fixer le gain en émission. D3 à un role particulier, elle aide à rapidement décharger C10 à travers U1, ce qui permet de très vite faire baisser le gain de l’ampli ( en quelques dizaines de ms) quand on passe de réception à émission. C’est nécessaire pour ne pas entendre un bruit de souffle important chez les correspondants au moment du passage en émission.
La réalisation:
Dual AD603 second FI amplifier, ugly construction
La réalisation a été chaotique. Je ne pensais pas initialement mettre un AGC automatique sur le même circuit que l’amplificateur ce qui a provoqué un niveau de superpositions digne d’un plat de spaghettis. Cela serait à refaire, je ferais certainement un circuit imprimé ( sous KiCad ) avec des composants CMS. Initialement je n’avais pas utilisé de réseau d’adaptation d’impédance en entrée et l’amplificateur était stable. Quand j’ai rajouté L1 et C13 une auto-oscillation est apparue, (certainement aidée par la structure en plat de spaghettis ) et je n’ai réussi à m’en débarrasser qu’en soudant une feuille de cuivre ( 100 microns ) en bas a gauche du circuit afin d’isoler le circuit d’adaptation d’impédance.
Au final cet amplificateur FI fonctionne remarquablement bien. L’AGC, malgrés sa simplicité, rend l’écoute en SSB confortable et ceci même si on sent bien qu’il manque encore un petit peu de dynamique .
Points faibles:
l’amplification maximale ( et dynamique de l’AGC ) n’est que de 78dB. Or sur un récepteur pour les bandes HF il faut viser au moins 100dB de dynamique pour éviter d’avoir à retoucher le bouton de volume à l’écoute entre les stations au ras du bruit et les stations locales puissantes.
Cet amplificateur est large bande, ce qui implique que du bruit à large bande est produit ( et doit être éliminé ensuite par un filtre à quartz simplifié). De plus ce bruit large bande peut réduire la dynamique de l’AGC ( même si elle est dans ce montage suffisamment réduite pour que cela n’arrive pas). J’ai mesuré un niveau de sortie de 200mV VPP produit uniquement par le bruit large bande.
Améliorations possibles:
Opter pour une construction offrant plus de gain, par exemple en utilisant 3 amplificateurs AD603 en cascade comme ici : http://www.f6evt.fr/if_mf-jr7cch.pdf
Faire fonctionner l’amplificateur en bande étroite, plusieurs solutions sont envisageable (et cumulables):
Comme chez JR7CCH, en mettant des circuits accordés en liaison entre les étages.
Comme proposé par Georges F6CER, modifier les feedbacks pour privilégier le gain sur la fréquence de la FI ( ici 20MHz).
Modification au 29/05/2019
Le condensateur C5 de 100nF à été remplacé par un condensateur de 1nF. 1nF correspondent à une impédance de 0.7 Ohms ( réactifs) à 20MHz ce qui reste faible devant les 100 Ohms de l’entrée de l’AD603. Par contre cette modification présente deux avantages:
une réduction du bruit large bande dans les basses fréquences, ce qui évite que l’AGC en tienne compte.
La suppression d’un « accrochage » aléatoire de l’ampli qui auto-oscillait à quelques centaines de khz.
Modification au 29/08/20189
R16 est passée de 12 à 120 Ohms, cela permet à l’AGC d’être plus progressif et donc plus souple.
j’ai rajouté une diode zener de tension de seuil de 5.6V bloquant la tension basse de l’AGC vers 4.4V. C’est nécessaire car l’AD603 ne tolère pas des tensions trop faibles sur les broches de configuration de gain. Si on passe sous ces seuils, le gain remonte !!. Cela amenait occasionnellement l’amplificateur en saturation en émission.. Voir ici
Voila l’amplificateur de puissance utilisé sur le HSTRX .
Schéma (cliquez sur l’image pour agrandir ):
Wideband RD16HHF1 amplifier
C’est un amplificateur en pushPull « classique », utilisant des transistors spécifiquement adaptés pour des montages de puissance en radiofréquences, les Mitsubishi RD16HHF1.
Il fonctionne en classe AB, ce qui lui confère une linéarité suffisante pour être utilisé en phonie ou en PSK.
Le fonctionnement en large bande interdit d’utiliser des adaptations d’impédance d’entrée et de sortie accordées, elle seront donc assurées par des transformateur large bande, construit avec des ferrites à haute perméabilité.
voila le comportement en fréquence de ce matériel.
43 material properties
On remarque qu’une fois les 1Mhz passés, la permeabilité magnétique se dégrade. Nous retournerons cette limitation à notre avantage afin d’essayer d’obtenir un « accord mou », sur une plage de fréquences importante en compensant la réactance du transformateur par une capacité ( C16 de 270pF). Normalement un circuit accordé ne résonne qu’a une fréquence donnée, mais si la valeur de l’inductance décroit rapidement quand la fréquence augmente, ce qui est le cas à partir de 1Mhz avec le 43, cette « pseudo résonance » peut s’étaler sur une plage de fréquences importante. Il faut alors déterminer la valeur de cette capacité de « compensation » en fonction de la plage de fréquence recherchée. Une valeur trop élevée va handicaper les performances sur les plus hautes fréquences, alors qu’une valeur trop faible risque de provoquer un affaissement prématuré du gain sur les fréquences intermédiaires.
A titre d’information, l’absence du condensateur de compensation des réactances ( c16 ) fait chuter la puissance de sortie de 3dB à 30Mhz ( 9W au lieux de 16.5W). La mesure n’a pas été faite pour 50 MHz.
Le montage est aussi doté d’un circuits de contre-réaction sur chaque transistor ( L6,R1,C1) et ( L7,C2,R2).
son rôle est double:
il améliore la linéarité, ce qui limite l’intermodulation dans le cas général et la distorsion en phonie.
il aplanie les variations de gain sur la bande passante de l’amplificateur.
Ce circuit contient deux petites perles de ferrite en en matériel 43, c’est assez inhabituel. A l’origine je les aies mises pour me débarrasser d’une auto-oscillation ( à 240Mhz) qui n’arrivait que avec un circuit de contre-réaction. A ces fréquences élevées ces perles de ferrite présentent une impédance ( réelle) de plusieurs centaines d’ohms, et une réactance négligeable. Ceci revenait à « débrancher la contre réaction » pour les fréquences ou se produisaient l’auto-oscillation. La solution fonctionne bien.
Un effet de bord, inattendu a été que ces ferrites ont amélioré l’aplatissement du gain. Elles présentent 4 Ohms de résistance par MHz ce qui implique par exemple qu’elles sont comparables à des résistances de 200 Ohms à 50Mhz. Il faut alors comprendre qu’a cette fréquence la résistance de feedback totale n’est plus de 150 Ohms, mais de 150 Ohms + 200 Ohms, soit 350 Ohms. En réduisant le niveau de la contre-réaction, nous compensons ( en partie ) la perte de gain des transistors de puissance quand la fréquence augmente. Ceci se fait au détriment de la linéarité, mais à l’utilisation cela ne semble pas avoir posé de problèmes.
La conséquence est que l’impédance d’entrée de l’amplificateur augmente avec la fréquence. Elle est de l’ordre de 38 Ohms pour la bande des 80M, progresse a 55 Ohms pour la bande des 10M, et atteint 75 Ohms sur la bande des 6M.
Les réglages des deux tensions de bias sont séparés, ceci est nécessaire pour équilibrer l’amplificateur car les deux transistors sont forcement différents. Voila quelques conséquences amenées par un amplificateur qui ne serait pas équilibré:
Un transistor peut fournir peu de puissance et l’autre beaucoup plus, ce qui peut aboutir à une destruction de celui qui est polarisé au niveau le plus important.
L’amplificateur peut avoir plus de gain sur les alternances positives que sur les alternances négatives ( ou l’inverse ), ce qui aboutit à une génération d’harmoniques H2. Ce sont les plus difficiles à filtrer ensuite car les plus proches de la fréquence de fonctionnement.
La transition entre les alternances positives et négatives peut présenter une discontinuité, ce qui détériore la linéarité en général, et pour les petits signaux en particulier.
Sur cet amplificateur j’ai réglé les niveaux de bias pour avoir environ 350mA dans chaque transistor au repos ( donc 700mA consommés sans que aucun signal ne soit appliqué à l’entrée) , le constructeur conseille une valeur optimale de 500mA par transistor.
Il faut savoir que augmenter ce courant de polarisation améliore le gain, la puissance maximale fournie, et la linéarité de l’amplificateur, mais décroit son rendement et accroît son dégagement thermique. On cherche donc un compromis. Si nous continuons à augmenter le niveau de polarisation à l’extrême ( afin que chaque transistor soit en permanence polarisé) nous nous retrouverons avec un amplificateur en classe A. Si à l’inverse nous réglons la polarisation à un niveau de quelques mA, l’amplificateur va alors fonctionner en classe B. Si nous descendons encore plus bas et que aucun des deux transistor ne soit polarisé pendant une partie du cycle, nous sommes alors en classe C.
Construction ( cliquez sur l’image pour agrandir)
Prototype builded
Le prototype réalisé porte les stigmates des différents essais effectués, étalés sur plusieurs mois. Si il devait être reconstruit, il serait plus « propre ».
Détails du transformateur de sortie
Output transformer
Le transformateur de sortie est la « clef » d’une fonctionnement en large bande. Il doit être construit afin de maximiser le couplage magnétique entre le primaire et le secondaire, afin de pouvoir conserver un bon rendement quand les propriétés de la ferrite se dégradent. Plusieurs solutions ont été essayées, par exemple en utilisant un transformateur symétriseur indépendant du transformateur d’adaptation d’impédance de sortie, comme sur le PennyWhistle.
Ce qui a donné les meilleurs résultats, c’est l’utilisation d’un seul transformateur. Le primaire s’occupant de fournir l’alimentation symétrique, et le secondaire la sortie adaptée en impédance. Afin de maximiser le couplage magnétique le secondaire est placé à l’intérieur du primaire. Ceci a été rendu possible en supprimant la partie centrale d’un cable coaxial et en insérant a l’intérieur de la tresse du fil émaillé ( bifilaire) de la plus grosse section possible afin de maximiser le couplage. Ici il s’agit de fil de 0.65mm de section. Le danger est d’avoir un contact électrique entre ce fil émaillé et la tresse du coaxial ( il serait certainement fatal aux transistors de sortie), il faudra donc bien veiller à ne pas abîmer le vernis protecteur, et utiliser un testeur de continuité pour s’assurer de ne pas avoir provoqué un court circuit.
Ne pas tenter d’innover en utilisant un seul tour ( avec le point milieu pris a mi chemin sur le coté opposé), afin de pouvoir utiliser des petits tubes en cuivre à la place d’un coaxial, ça ne fonctionnerait pas ( ou alors très mal). Voir ici une explication claire et exhaustive du pourquoi. https://ludens.cl/Electron/mosfetamps/amps.html
Donc, pour le construire:
prendre une quinzaine de cm de coaxial RG316
tirer doucement, avec une pince, le conducteur central, normalement ça doit venir et seule la tresse doit rester a l’intérieur.
prendre un peu plus de 30cm de fil émaillé de 0.65mm de diamètre ( vernis compris)
le plier en deux en aplatissant bien l’arrondi au niveau de la pliure ( on peut abimer le vernis à cet endroit la, ce n’est pas génant.
glisser doucement ce bifilaire jusqu’a ce qu’il ressorte de l’autre coté( il n’est pas nécessaire de le torsader, il va être tellement serré dans le coaxial qu’il va rester bien joint).
faire deux tours avec ce cable dans une ferrite BN43-3312 ( ça rentre de justesse, en forçant un petit peu).
pour faire ressortir la gaine du coaxial, il faut dénuder quelques cm de coaxial et puis l’écarter doucement avec un outil qui ne peut pas abimer le vernis ( j’ai utilisé des cure dents en bois), et sortir toujours avec le même outil le bifilaire.
ensuite on dénude la partie centrale du coaxial afin de faire le point millieu, et on soude un fil de sortie dessus.
Et pour finir on relié les brins de bifilaire pour arriver à faire l’équivalent des 4 tours du secondaire.
Pour comparaison, dans les premiers essais ou j’utilisais des transformateurs de sortie avec des fils émaillés torsadés ( bi-filaire et tri-filaires), et aucune compensation des réactances, je ne dépassais pas 4W de puissance de sortie sur la bande des 10M. Utiliser des transistors HF performants comme le sont les RD16HHF1 n’est pas suffisant. Les performances serons médiocres si un soin important n’est pas donné aux transformateurs de sortie.
Performances
Wideband performances
Ces mesures de performances ont été effectuées à l’aide d’un oscilloscope correctement calibré sur ces fréquences, avec un filtre passe bas de sortie adapté a chaque bande et sur une charge de 50 Ohms. Mesurer la puissance de sortie d’un amplificateur sans filtre passe bas n’a aucun sens. L’amplificateur était alimenté en 12.6V ( mesure prise en émission sur l’alimentation du point central).
L’amplificateur est utilisable des 630M ( 474khz ) jusqu’a la bande des 6M( 52Mhz ). la puissance maximale, de 19.8W est atteinte pour les fréquences entre 3.5Mhz et 14Mhz. Sur les extrêmes la puissance est de 14.7W à 474Khz et de 16.3W à 52MHz.
à la fréquence maximale ( 52MHz), la puissance de sortie est très peut dégradée, mais le gain a sensiblement décliné. Pour utiliser cet amplificateur à sa puissance maximale sur la bande des 6M il faut prévoir un driver capable de fournir 2W. Mais si on se limite aux bandes décamétriques, 1W de puissance de driver suffit.
A la puissance maximale le rendement est de l’ordre de 50%, ce qui implique que l’amplificateur doit être refroidit avec un radiateur capable de dissiper au minimum 20W de thermique. La dessus, ne pas hésiter à prendre une marge de sécurité importante.
Pour ceux qui voudraient construire ce PA.
La pluspart des éléments se trouvent facilement, mis à part les ferrite des transformateurs et les transistors.
Pour les transistors vous pouvez les remplacer par des RD15HVF1 qui sont comparables et plus faciles à trouver. Méfiance avec les RD16HHF1 « neufs », beaucoup sont des contrefaçons.
Remerciements
Je tiens à remercier tous ceux qui m’oint aidé de leurs conseils ( et documentations) pendant la mise au point de ce PA, ils s’agit de Georges F6CER, Francis F6AWN, Marc F6ITU, Jean Pierre F5MI, Alain F6FKN.
avant de le remplacer, j’ai décidé d’en profiter pour tester, une solution à base de PD85004, encouragé par les tests de Claudio IN3OTD.
Voila le schéma du montage ( cliquez pour agrandir):
PD85004 1W Wideband driver
pour la réalisation, il s’agit du driver précédent mais avec quelques modifications:
La résistance de feedback de 2.7k a été remplacée par une résistance de 1.1k ( le gain du PD85004 étant inférieur à celui du AFT05MS004N , cette modification est nécessaire pour continuer à adapter le montage sur 50 Ohms.
Le condensateur de feedback de 100nF a été remplacé par un condensateur de 10nF. 10nF sont suffisants et ne pas prendre une valeur trop grosse diminue le risque d’une destruction du transistor sur les transitoires ( cause probable de la destruction du transistor précédent). Georges F6CER m’avais pourtant mis en garde sur ce genre de choses.. mais bon.
Le reste du montage est identique (fonctionnement en classe A), le courant de repos est fixé à 240mA, ce que j’ai obtenu avec une tension de bias de 4.28V.
Photo de la réalisation (cliquez pour agrandir)
PD85004 1W Wideband Driver
Le gain est de 26dB ( contre 32dB dans la version basée sur le AFT05MS004N ), la bande passante est par contre bien plus importante ( ce qui est logique vu que le PD85004 présente des capacités parasites plus faibles).
Le gain tombe à 25.5dB à 474khz, est quasiement plat à 26dB sur la HF et la VHF et s’affaisse assez rapidement passé les 160MHz.
